Entwicklung non-isolated Schaltnetzteil mit world-wide AC input


Verwendung

Die Schaltung 1 und 2 in diesem Bericht sind Non-Isolated Buck Regulator Schaltungen, sie arbeiten nicht isoliert, d.h. die Ausgangsspannung liegt galvanisch direkt an der Netzspannung. Für manche Applikationen ist dies zulässig, es spart die Kosten für einen sonst extra anzufertigenden Schalttransformator. Eine einzelne Speicher-Induktivität (non-isolated) ist meist kleiner als der vergleichsweise notwendige Schalttransformator (isolated).

Eine Warnung vorab !!! :der Aufbau eines nicht isolierenden Schaltnetzteiles direkt aus der 230V Haus-Steckdose ist lebensgefährlich bei Berührung der Potentiale (Phase). Um diese Gefahr zu vermeiden muss die Versorgung der Schaltung aus einem regelbaren Schutztrenntransformator erfolgen. Hinzu kommt, fast alle Messgeräte und insbesondere Oszilloskope haben eine Verbindung von ihrer Mess-Masse hin zum Schutzleiter, das bedeutet sie können nicht für Messungen an der galvanisch ungetrennten Netzspannung verwendet werden, sie werden dabei zerstört, da sonst die spannungsführende 230V Phase direkt über Messgeräte-Masse an den Schutzleiter gelegt werden kann, was die Netzsicherung auslösen kann und/oder das Messgerät zerstört. Trotz Verwendung eines Schutztrenntrafos sollte man nicht vergessen, primärseitig sind Spannungen von 400V zu erwarten, diese sind bei Berührung von Hin- und Rückleiter genauso lebensgefährlich. Wer an solchen Schaltungen arbeitet muß über die notwendige Ausbildung im sicheren Umgang mit hohen Spannungen verfügen.

Ziel Bericht: der Bericht geht nicht auf die schaltungstechnischen Details ein, er möchte am Ende auch keine nachbaufähige Schaltung zeigen. Er zeigt jedoch die Entwicklungsmethoden und viele Details, die vielleicht Anregung geben sollen bei Deiner Eigenentwicklung, sei es bei einem eigenen Schaltnetzteil oder auch zu einem anderen Thema.

Schaltung 1

Messaufbau    der erste Aufbau    aufgebaute Schaltung
Bild 1, 2, 3 erste Messaufbauten mit Schaltung 1, Controller vom Hersteller xxx

Es ist ein Buck (Abwärts) Regler, der aus einer hohen gleichgerichteten Spannung auf eine kleinere unter 20VDC mit ca. 3-5 Watt wandeln soll. Berichte über die Funktionsweise eines Abwärts-Reglers finden sich im web oder hier.

Der Aufbau erfolgt auf Kupferleiterplatte, das ist eine elektrisch vorteilhafte Methode, die stets einen sehr schnellen Wechsel der Bauteile ermöglicht. Vorteilhaft ist auch, dass bequem an allen Potentialen gemessen werden kann. Schaltungen auf einem Steckboard aufzubauen ist oft unpraktikabel und dazu noch für die schnellen transienten Signale und Ströme eines Schaltnetzteils ungeeignet. Auf fertigen Leiterplatten zu evaluieren ist meistens auch nicht sinnvoll, früher oder später gehen die Leiterbahnen und Lötaugen kaputt, außerdem viel schwieriger und zeitaufwendiger als mit den hier gezeigten Methoden.

Die beiden baulich zu großen Ringkernspulen sind selbstgewickelt und dienen der raschen Evaluierung, selten hat man gleich zu Beginn der Arbeiten eine passende Induktivität zur Hand. Spätestens jetzt ist ein Induktivitätsmessgerät von Vorteil. Normalerweise sollten schnelle transiente Messungen mit den Tastköpfen direkt am Objekt gemessen werden, also ohne Krokoklemme, d.h. die Tastkopf Masse direkt vorne am Spitzenbereich an der Schaltungsmasse verbinden; aber so weit ist man zu Anfang noch nicht. Als Last dienen einfache Lastwiderstände.

USB Scope
Bild 4

Benutzt wird hier ein USB Oszilloskope, mit zwei 25MHz, 8Bit Kanälen mit einem eingebauten 8Bit Arbitrary Waveform Generator. Es ist ein preiswertes Gerät mit erstaunlicher Genauigkeit, Speichertiefe und Abtastrate, es wird mit einer Software geliefert, die viele Möglichkeiten erlaubt, die stand-alone Digital Oszilloskope in dieser Preisklasse oft nicht haben. Vorteilhaft sind die leichte Speicherbarkeit der Messungen und auch z.B. der Betrieb bei langsamen Zeitbasen, beispielsweise verfügt es über eine Einstellung von 1000 Sekunden/Div. Es ist somit eine ideale Ergänzung zu analogen Oszilloskopen oder auch zu anderen Digital Oszilloskopen.

Die Versorgung erfolgt auschließlich aus dem USB Port des Computers heraus, d.h. mit einem Labtop am Akku betrieben lassen sich potentialfreie Messungen machen.  Dadurch kann es auch als Niederfrequenz Differenztastkopf betrachtet werden. Aufpassen muss man trotzdem, da die Mess-Masse des Scope mit der USB-Masse gemeinsam ist, diese wiederum ist oft auch bei PC's/Laptops entweder mit dem Gehäuse verbunden und manchmal auch mit dem Schutzleiter. Bei meinem Labtop/USB-Scope beispielsweise besteht eine 1 kOhm Verbindung zwischen Schutzleiter und der Mess-Masse am Eingang, wo auch immer diese eingebaut ist.

Bei der Nutzung mit Labtop als potentialfreie Masse sind daher vorab die galvanischen Verhältnisse zu prüfen und auch darauf zu achten "wo man das Labtop hinstellt", das Labtop sollte ohne Ladegerät betrieben werden und galvanisch getrennt und auch elektrisch-isoliert vom Schutzleiterpotential aufgestellt werden, d.h. z.B. auch nicht auf ein Metall Messgeräte Gehäuse stellen ohne isolierende Unterlage. Unter der Betrachtung höherfrequenter Signale ist zu beachten, durch die Verbindung bis in den Labtop hinein entsteht eine floatende parasitäre Kapazität mit der Mess-Umgebung, die es von der Signalquelle aus gesehen "mitzutreiben" gilt oder dadurch einkoppelt, in diesem Bereich sind echte Differenztastköpfe im Vorteil.

Der größte Messbereich liegt bei +/-20V, der maximale spezifizierte geschützte Eingangsspannungsbereich liegt bei 100V, viele Oszilloskope liegen bei 250Vp-600Vp, je nach Modell und Baujahr. Mit ein bisschen Nachdenken über sein Tun läßt sich dieses Gerät vielfältig verwenden. 

Halbwellen Gleichrichtung

Eingangsspannung und Eingangsstrom


Bild 5

Betrieben wird die Schaltung als Einweggleichrichtung, d.h. nur einer einzelnen Diode zur Gleichrichtung der Netzspannung, erkennbar an der Periode von 20ms, entsprechend der 50Hz Netzfrequenz.

Die Eingangsspannung wurde hier so klein gewählt,  dass die Ausgangsspannung gerade noch in Regelung bleibt. Wird sie noch weiter verringert, sind die Wellenformen in der Ausgangsspannung zu sehen, wird sie noch weiter verringert, wird im Controller der UVP (Under Voltage Protection) aktiv und die Ausgangsspannung deaktiviert.

World-wide Input bedeutet, die Schaltung sollte an jeder landesüblichen AC Steckdose betreibar sein, auf jedem Kontinent. Üblicherweise sind das Spannungen von ca. 85V ACrms bis ca. 265V ACrms. Möchte man die 85V erreichen, ist die Kapazität der Eingangskondensatoren für diese Spannung ausreichend groß zu dimensionieren. Ist die Kapazität zu niedrig, so sinkt in den Entladezeiten der Elkos die Spannung zu sehr in dieses "Tal" hinein ab und die Ausgangsspannung reagiert dabei mit Welligkeit.


Betrieb an höherer Spannung
Bild 6

Hier ist die Schaltung betrieben an einer höheren gleichgerichteten Spannung von 330VDC, mehr habe ich noch nicht aufgedreht, da die Eingangskondensatoren nur eine Nennspannung von 350V aufweisen. Deutlich zu sehen wie der Eingangsstrom von 800mAp auf 300mAp zurückgegangen ist. Die Größe der Eingangskapzität ist bei den hohen Spannungen weniger das Problem, hier ist die Spannungsfestigkeit von Bedeutung.

Mit dem USB Scope lassen sich die Achsen leicht skalieren, der blaue Kanal wurde in seiner Skalierung und der Einheit an die Stromzange angepaßt, der rote Kanal der die gleichgerichtete Spannung misst wurde mit einem 1:100 Tastkopf betrieben und die Skalierung angepasst. Leider verfügt das Scope über keine Möglichkeit der vertikalen analogen +/-DC Verschiebung an seinem Eingangskanal, dann hätte der volle Wandlerbereich genutzt werden können, über dieses Feature verfügen manche der größeren Scope Modelle, ist aber nicht schlimm.


Analog Scope Messung


Bild 7

Bei dieser Schaltung verwenden die gleichgerichtete Eingangsspannung und die Ausgangsspannung die gleiche Masse, damit lassen sich beide Spannungen leicht auf einem Oszilloskop darstellen. Die Spikes entstehen durch die schnellen Schaltereignisse in der Schaltung, um diese richtig zu messen, sollte die Tastkopfanbindung besser mit direkter Masse ausgeführt sein, ohne die "Unbekannte" der Induktivtiät der Leitung  der Krokoklemme, ist hier aber noch nicht interessant.

Dual Beam Scope Messtechnik

Ein kleiner Ausflug - benutzt wird hier ein 7844 Dual Beam Oszilloskop mit zwei Strahlsystemen, dessen herausragende Eigenschaft die zweite unabhängige Zeitbasis ist, die vollkommen frei von der ersten getriggert werden kann - mit anderen Worten das 7844 ist ein Modell mit zwei Oszilloskopen in einem Bildschirm.

Kanal 1:
  • gleichgerichtete Eingangsspannung 300Vp
  • getriggert auf "AC, Line 50Hz"
  • 50V/Div & 5ms/Div
  • Bandwidth 200MHz
Kanal 2:
  • Ausgangsspannung 18VDC
  • getriggert auf "AC, Auto"
  • 200mV/Div AC-coupled & 5µs/Div
  • Bandwidth 200MHz
Man triggert hier ganz bequem die Eingangsspannung auf die Netzfrequenz und die Ausgangsspannung auf die davon unabhängigen Spikes, beide Frequenzen stehen in keinem Verhältnis zueinander. Mit einem analogen, normalen Standard Dual Trace Oszilloskop wäre diese Darstellung nicht möglich, da egal ob auf Kanal 1 oder 2 getriggert, jeweils der andere der beiden Kanäle würde immer auf dem Bildschirm "durchlaufen".

Ein weiteres Problem mit dem Dual Trace Oszilloskop wäre: selbst wenn beide Signale ein gemeinsames Vielfaches der Frequenz zueinander hätten und damit ein stillstehendes Bild möglich wäre und man triggert dann auf die Eingangsspannung, so muss die Ausgangsspannung mit dem Faktor 1:1000 (5µs/5ms) gedehnt werden - das ist übel und darunter leidet die Helligkeit im Strahl der Ausgangsspannung. Ein gescheites Dual Trace Oszilloskop schafft zwar noch den Faktor 1:1000, aber bei weitem nicht mehr alle. Gerade die Darstellung und Aufleuchtung der ohnehin nur kurz den Schirm erleuchtenden Spikes wäre dann besonders schwierig bis unmöglich.

Mit dem digitalen Oszilloskop läßt sich für diese Messung einfach die Stopp-Taste drücken und das digitale Zoomfenster benutzen, schon sieht man beide Signale auch wenn sie nicht in einem gemeinsamen Frequenzverhältnis stehen. Nachteilig ist dabei die "Knöpfedrückerei" und nur die Möglichkeit der "statischen Betrachtung" des eingefrorenen Signals. Allerdings hat die Sache bei den meisten digitalen Scope auch einen Haken, die Abtastrate für den Kanal der Ausgangsspannung wird auch um den Faktor 1000 reduziert. Viele moderne, aber damit auch oft teure digitale Oszilloskope drücken auch diesen Faktor 1000 noch weg und bekommen noch eine gut aufgelöste Darstellung des Spikes hin - sehr viele Geräte, besonders ältere der unteren Leistungsklassen fange hier aber schon gehörig an zu husten.

Ich frage mich bis zum heutigen Tage, warum es kaum ein digitales Oszilloskop (kenne nur eines, was es angeblich kann) gibt mit voneinander unabhängigen Zeitbasen für die einzelnen Kanäle; entweder gibt das der Markt nicht ausreichend her oder die Herstellungskosten dafür wären zu hoch.

Wie man sich am einfachsten helfen kann wenn kein Dual Beam Scope verfügbar ist? - ganz einfach, gleich zwei Dual Trace Scope gleichzeitig verwenden. Selbstverständlich weiß ich auch, die gleichzeitige Darstellung dieser beiden Spannungen, darauf könnte auch getrost verzichtet werden, da diese einzeln beobachtbar sind, aber es ist eine schöne Sache gemeinsame Auswirkungen z.B. einer eingespeisten Störgröße zusammen ansehen zu können.

Das Modell 7844 ist das Modell aus der 7000er Serie, dass ich gern nutze:

  • ausreichend schnell für allgemeine Messungen
  • schnellste Verstellbarkeit der Einstellungen, rasches Vorankommen
  • zwei Strahlsysteme, damit ist ein schnelleres Arbeiten möglich als mit Dual Trace Oszilloskopen

- jeder sieht dies anders, ich so -


Schaltdioden Spannung - Messung


Spannung an der Schaltdiode
Bild 8

Ein Schaltnetzteil verfügt oft über einen MOSFET oder einen Bipolartransistor als Schalter sowie eine schnelle Schaltdiode. Zum Verständnis der Funktionsweise sei das web Studium eines Buck Regulators empfohlen, die drei wesentlichen Elemente sind Schalter, Diode und Speicherinduktivität.

Gemessen wurde hier die Spannung an der Schaltdiode, getriggert wurde auf die ansteigende Flanke, also den Moment an dem die Diode vom leitenden in den sperrenden Zustand übergeht. Die Schaltelemente MOSFET oder Bipolartransistor und Diode arbeiten sehr schnell, die Diode schaltet hier in ca. 10-15 Nanosekungen in den "Aus" Zustand, sie erreicht hier einen "Spannungshub" eine Slew Rate von 300.000 Volt/µs. Ein wichtiger Parameter für die Diodenauswahl ist die "Reverse Recovery Time", sie liegt nach Datenblatt bei 35ns. Aber auch wichtig wie die Ausschaltzeit ist die Einschaltzeit der Diode "Diode Turn ON Time", sie ist noch einiges schneller, allerdings ist dieser Parameter selten in den Datenblättern spezifiziert, noch nicht in Datenblättern gefunden.

Das Zusammenspiel der Schaltzeiten aus MOSFET/Schaltdiode bestimmen mit die Verlustleistung in diesen beiden Schaltelementen. Bei geringen Schaltzeiten verringert sich die Verlustleistung, was zu einer Wirkungsgradverbesserung führt und auch zu weniger Kühlleistung an diesen Elementen. Nachteilig ist, durch die schnellen Flanken nähern sich diese Signale immer mehr einer idealen Rechteckfunktion, die bekanntlicherweise mit zunehmender Steilheit zu zunehmenden Amplituden in den Oberwellen führt. Die reale Praxis Entwicklung wird es sein, einen günstigen Kompromiss zu finden aus Verlustleistung an den Schaltelementen (Schaltzeiten) und den entstehenden Amplituden der Oberwellen - EMV - elektromagnetische Verträglichkeit ist das zugehörige Thema.

Gemessen wurde hier mir einem HP 1741A Analog Speicher Oszilloskop, an diesem Tag war mir danach es auf den Tisch zu stellen, es ist leise ohne Lüfter, ist mit 100 MHz Bandbreite und ca. 3.5ns Rise Time, damit noch ausreichend schnell genug für diese Darstellung. Durch die analoge Persistance ist es auch leicht möglich die ansteigende Flanke gut sichtbar darzustellen. Es ist ein Scope mit toller Strahlschärfe und wenig driftendem Offset.


Einstellung der Spannungen    Zeitbasis Einstellung
Bild 9, 10


Vollwellen Gleichrichtung

Schaltung mit 4 Dioden als Brückengleichrichter
Bild 11

Um die niedrigste mögliche AC Eingangsspannung noch weiter abzusenken, empfiehlt sich die Verwendung eines Brückengleichrichters anstelle der Halbwellengleichrichtung. Dadurch können Kondensatoren mit geringerer Kapazität verwendet werden. Hier sind vier Dioden verschaltet.

Die USB Scopebilder sind Screenplots von einem 17 Zoll Labtop und zeigen mit welcher Auflösung sich die USB Scope Bediener Oberfläche auf dem Bildschirm darstellt.


Betrieb mit 62VAC rms

Betrieb bei 62 Volt
Bild 12
Der Betrieb an 62 Volt ist zusammen mit 4*4.7µF die niedrigste verwendbare Spannung, darunter beginnt die Ausgangsspannung zu verwellen.


Bild mit dem USB Scope bei 62V
Bild 13
Gleichgerichtete Eingangsspannung und Eingangsstrom bei 62VAC rms am USB Scope. Verwendet eine P6042 Stromzange und ein 1:100 Tastkopf.

Je mehr Eingangskapazität verwendet wird, desto höher steigen die Stromspitzen an, desto kürzer werden sie und damit auch reicher an ungünstigen Oberwellen im Primärstrom.

Input output 62V    Vertikal    Zeitbasis
Bild 14, 15, 16

Channel A: Spannung an der Schaltdiode bei 62VAC rms Eingangsspannung mit 50V/Div.
Channel B: AC-gekoppelte Ausgangsspannung mit 50mV/Div.
Timebase: 2ms/Div.

Unterhalb 62V wird eine 100Hz Ripple Spannung im Ausgang bemerkbar, hier beginnt sie gerade größer zu werden . In den Spannungen sind auch leicht die Schaltfrequenzen zu erkennen.Timebase 2ms/Div.


Betrieb mit 250VAC rms

250VAC rms
Bild 17

Der Betrieb an 250 Volt rms ist zusammen mit dieser 350V Nennkapazität die höchste bisher getestete Spannung. Darüber hinaus sind spannungsfestere Elkos notwendig.


USB Scope mit gemessenen 250V
Bild 15

Gleichgerichtete Eingangsspannung und Eingangsstrom bei 350VDC am USB Scope. Verwendet eine P6042 Stromzange und ein 1:100 Tastkopf.

Eingang und Ausgang bei 250VAC rms
Bild 16

Channel A: Spannung an der Schaltdiode bei 250VAC rms Eingangsspannung mit 50V/Div.
Channel B: AC gekoppelte Ausgangsspannung mit 50mV/Div.
Timebase: 2ms/Div.

Bei einer Spannung >62VAC rms ist keine 100Hz Ripple Spannung mehr im Ausgang am Scope sichtbar. In den Spannungen sind wieder leicht die Schaltfrequenzen zu erkennen. 



Oberwellen im Strom durch Glättungskondensatoren

Gerade bei großer aufgenommener Leistung belasten die stark Oberwellen-haltigen Ströme das AC Stromnetz. Bei derzeit (soweit ich richtig liege) >75 Watt ? für bestimmte Geräte Klassen, wäre eine Power Faktor Korrektur Teil einer EMV Norm, die es zu erfüllen gilt. Die Power Faktor Korrektur sorgt dafür, dass der aufgenommene Strom möglichst exakt die gleiche Kurvenform bekommt wie die sinusförmige Eingangsspannung - das Stromnetz würde in solch einem Verbraucher eine "ohmsche Belastung" sehen und keine hohen Strompeaks in den Scheitelbereichen der Sinusspannung, eine ohmsche Belastung ist eine "Wunschlast" für die Energieversorgungsunternehmen, die damit ihre Netze, Transformatoren und Generatoren in technisch optimaler Weise betreiben könnten, die Realität der Kurvenform der Ströme wird aber für Energie Versorgungsunternehmen nicht gerade immer leicht zu liefern sein, deren Wunsch nach Power Faktor Korrekturen kann ich nachvollziehen, zumal sich dadurch die Netzqualität auch für alle anderen Verbraucher verbessern würde, da die Wechselspannung bestimmt auch sinusförmiger wäre.

Nicht nur primärseitige Glättungskondensatoren bewirken Strompeaks im Scheitelbereich, sondern bei den 50 Hz Transformatoren sind es die sekundärseitigen Glättungskondensatoren.

Lösung 1: Ein Beispiel, Power Netzteile mit Unmengen von sekundärseitigen Glättungskondensatoren sind eine "unangenehme Belastung" für den Netzstrom, ich finde es teils "nicht mehr normal" was da von manchen Netzteilbauern dem Netz zugemutet wird. Ich sage bewußt "Netzteilbauer" und nicht "Schaltungsentwickler", denn einfach Unmengen von sekundären Elkos drauf zu knallen um die 100 Hertz Ripple Spannung klein zu bekommen und damit per Gewalt einen niedrigen (aber immer noch ungeregelten) Innenwiderstand des Netzteil zu erreichen, das kann auf Deutsch gesagt "jeder" der Löten kann. Es muss in Deutlichkeit gesagt werden, sonst verstehen es nur die Teile der Leserschaft, denen man es gar nicht zu erklären bräuchte.

Lösung 2: dagegen gibt es andere Lösungsansätze mit Low Drop Out Linearreglern, man verwendet dabei etwas mehr ungeregelte Oberspannung mit bewußt mehr 100 Hz Welligkeit mit deutlich kleineren Glättungskondensatoren (sind sogar billiger) und dann mit nachgeschaltetem Low Drop Out Linearregler. So etwas nennt sich dann eher "Schaltungsentwicklung", bei elektrisch besserem Ergebnis.

Vorteile: elektrisch besser, sauberer und stabiler für die an der DC Spannung angeschlossene Last, da geregelt.
Nachteil:
höhere Verlustleistung.

Lösung 3: besser wäre (gerade bei viel Power) der Einsatz von Power Faktor Controllern mit nachfolgender Spannungsherabsetzung mittels isolierten DC/DC Abwärtsreglern.

Vorteil: optimaler Wirkungsgrad möglich, bei wunderschönem sinusförmigem Netzstrom, kleinere Bauform.
Nachteil: höherer Entwicklungsaufwand, EMV Störungen auf Leitung (vergleichsweise leicht bedämpfbar), EMV durch Abstrahlung, (auch gut bedämpfbar durch entsprechende Gehäuse, aber Kosten).

Wer nicht verstanden hat und für den das bisher geschriebene nur "Fachchinesisch" ist:,, warum hohe Kapazitätswerte hohe Peakströme auf der primären Seite verursachen", dem erkläre ich das jetzt hier bewußt nicht, ist mir zu müßig, zu viel Aktion und Trallala - als Anfänger bitte einfach auch selber mal nachdenken - oder z.B. die Maschenregel anwenden und sich die Spannungsverhältnisse an den Bauteilen zu den unterschiedlichen Zeitpunkten eines Sinusdurchgangs einfach aufzeichen, dann wird es klar - dass der belastete Glättungselko immer im Bereich des Sinus Maxima geladen wird und je größer er ist umso schlimmere Peaks verursacht. Wenn's hilft, ein Simulationsprogramm ist zum Verstehen auch geeignet.

In Summe: es war genau genommen noch nie leicht eine Wechselspannung in eine Gleichspannung zu wandeln, dieses Problem ist alt und hat schon einen langen Bart. Wenn man es jedoch "richtig" macht, was heutzutage technisch überhaupt kein Problem ist, würde das manchmal deutlich spürbar, aber auch manchmal nur wenig spürbar mehr Geld kosten - leider sind jedoch die Verbraucher seltenst bereit dafür mehr Geld auszugeben, da sie darin keine notwendige Funktionalität sehen.

Deswegen stellen Teile der Industrie Stromversorgungen eben so her (im Normalfall), dass sie elektrisch zwar funktional optimiert sind - aber gerade z.B. im Bezug auf Abstrahlung, nach meinem persönlichem Empfinden verbesserungswürdig sind. Die Auswirkungen auf die menschlichen Körperfunktion sind nach meiner Meinung nicht ausreichend bekannt. Ich habe schließlich per Definition davon keine Ahnung, dafür aber die Ärzte? nun ja, - wie Jesus schon sagte: "wer von Euch ohne Sünde ist, der werfe den ersten Stein", heutzutage könnte er hinzu sagen: "und wer von Euch sich sicher ist, dass hohe Abstrahlung nichts macht der baue sich als erstes einen ungeschirmten DC/DC Converter und dazu noch etwas HF Leistung an seinen Schädel".

Viele Geräte finden sich in vielen Haushalten mit drahtloser Kommunikation, DC/DC Convertern, die alle oft nur die aktuell erforderlichen EMV Normen erfüllen. Zig Leuchtmittel mit LED's, Gasentladungslampen, sie haben DC/DC Converter mit geringen Endverbraucher Preisen - oft auf Kosten der Abstrahlung, schirmende Gehäuse kosten Geld, das der Verbraucher nicht mitbezahlen möchte. Wie perfekt war doch hingegen in diesem Punkt eine ohmsche Glühlampe. Nur Kerzen waren besser. Die Zusammenhänge aus Energieersparnis, Kosten, Folgen und Abstrahlung, diese Diskussion wäre ein langes Thema. Jede technische Lösung hat seine Vor- und Nachteile, auch die Kerze.

Ich mache der Industrie nicht die geringsten Vorwürfe, die tut nur genau das was der Verbraucher fordert: billig - funktional aureichend - billig - und nochmals so - immer genauso wie's der Verbraucher möchte......... immer wieder das Gleiche. Die Politik macht oft den gleichen Fehler, zu wenig sinnvolle Richtlinien vorzugeben, und fairerweise für alle Unternehmen und in weltweiten Märkte gleichzeitig. Es gibt genug unabhängiges Wissen zu sinnvollen Lösungen im positiven Sinne für den Menschen und nicht für einzelne Interessen Gruppen. Es ist aber die vom Verbraucher gewählte Politik, die letztendlich für die gewählten technischen Richtungen der Lösungen der Industrie verantwortlich ist, es sind nicht die Unternehmen.

Kurzum: EMV Abstrahlung läßt sich technisch noch weiter reduzieren, aber sind diese Kosten dem Verbraucher sein Geld wert? Wo beginnt die Grenze bis zu der es technisch sinnvoll ist? Lassen wir das Thema jetzt, das dauert sonst ewig.

Induktivität

Strom in der Ringkern Induktivität

Oszilloskope Einstellungen    Strom in L und Spannung an Diode    
Bild 17, 18, 19
Zuerst misst man mit dem 1741A Scope und stellt dann fest, dass beim Sonnenschein die Fotos von der CRT nix werden und sich alles darin spiegelt, kein Problem ein schnelles Umrüsten auf das 7844 mit dem Kameradapter bereinigt die Sache.

Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div.
Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div.
Die Frequenz liegt bei 16,6 kHz.

Der Strom in der Speicherinduktivität ist dreieckförmig mit einer steigenden Rampe und einer fallenden Rampe, der Strom in der Induktivität ist immer nur positiv, d.h. ihr Strom fließt immer nur in die Last/Glättungskondensator hinein, es wird nie Energie zurückgespeist. (von parasitären Effekten abgesehen).

Die positive Rampe (Ch A) entsteht wenn die Induktivität mit einer Gleichspannung beschaltet wird, das ist der Moment in dem der MOSFET im Controller die Eingangsspannung auf die Induktivität schaltet. Sobald ein Strom in einer Induktivität fließt ist in ihr Energie als magnetisches Feld gespeichert, je länger die Gleichspannung an der Induktivität anliegt desto mehr steigt der Strom in der Induktivität rampenförmig an und erhöht damit die gespeicherte Energie.

Wird der MOSFET nun wieder ausgeschaltet fällt der Strom in der Induktivität wieder ab und dadurch kehrt sich auch die Spannungsrichtung an der Induktivität um (sie springt auf die Ausgangsspannung), dies bewirkt einen leitenden Zustand der Schaltdiode (siehe Ch B), zum Verständnis Maschenregel aufzeichnen. Die Induktivität beginnt bei einem fallenden Strom die magnetische Energie in eine andere Energieform umzuwandeln, die Induktivität arbeit während der fallenden Rampe als ein Generator. In unserem Fall liefert sie während der fallenden Flanke Strom in die Last und den Glättungskondensator.


Strom im Detail   ==>   10nF über der Speicherkapazität  ==>  Strom und Spannung mit 10nF über der Induktivität  
Bild 20, 21, 22
Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div.
Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div.

Bild 20: der Strom während der ansteigenden Flanke im Detail dargestellt.

Bild 21: hier übertreibt man es ein bisschen und schaltet der Speicherinduktivität heftige 10nF parallel. Bei den hohen Spannungen ist ein spannungsfester Kondensator die richtige Wahl.

Bild 22: die hohe Parallelk apazität von 10nF verringert die steile Flanke an der Diode, für die EMV wäre das von Vorteil, für die Verlustleistung im Controller ganz und gar nicht.


Ringkern Induktivität berechnet aus Oszillogramm

Aus dem Oszillogramm von Bild 19 läßt sich die Induktivität auch berechnen, das ist ganz leicht:

Die Differential Gleichung für die Spannung an einer Induktivität lautet:

U = L * di/dt

Diese Differential Gleichung läßt sich umstellen nach der Induktivität L. Die erste Annahme hierbei die Spannung U, die über der Induktivität anliegt sei konstant, das ist bei dem eingeschalteten MOSFET in guter Näherung so gegeben. Die zweite Annahme der ansteigende Strom in der Induktivität ist eine gerade Rampe, das bedeutet die Induktivität ist über den gesamten gemessenen Strombereich konstant, wäre das L eine nichtlineare Funktion des Stromes, dann wäre diese Rampe verbogen. Ein Verlust der Induktivität bei steigendem Strom (Rampe biegt sich nach oben) bedeutet die Spule kommt in die Sättigung, mit der Gefahr des zu starken Stromanstiegs und einer ungewollten Erwärmung - in einer gesättigten Spule läßt sich keine zusätzliche Energie mehr speichern, egal wie viel zusätzlicher Strom hindurch fließt.

L = U * dt/di    (mit U, L = constant)

Oszillogramm zur Berechnung der Induktivität
Bild 23 (aus Bild 19)

Die Spannung über der Schaltdiode beträgt im Mittel 237 Volt, die Spannung U an der Speicherinduktivität ist um die konstante Ausgangsspannung (18V) kleiner.

U = 237V-18V = 219V

Die Stromrampe hat eine mittlere Steigung von di/dt = 0.78A/4.05µs

In unsere zuvor ermittelte Gleichung eingesetzt:

L = 219V * 4.05µs/0.78A = 0.001137 Vs/A = 1.137mH

Wollen wir doch im Vergleich dazu die Induktivität messen:


Laru
Bild 24

    Laru Messergebnis
Bild 25

Messergebnis mit dem Laru = 1.030 mH (bei 70kHz sinusförmig, mit Kleinsignal Amplitude).

Messergebnis am Oszilloskop = 1.137 mH (bei 16,6kHz Rechteck, mit Großsignal Amplitude).

Die beiden Messergebnisse sind miteinander vergleichbar, trotz der stark unterschiedlichen Amplituden, Signalformen und der verschiedenen Stromstärken. Der Laru mißt sinusförmig. Das Ergebnis spricht für die Messmethode und für eine brauchbare Linearität der Induktivität.


Induktivität leicht erhöht

hier mit 1.3mH    mit 1mH    mit 1.3mH
Bild 26, 19, 27

Die Speicherinduktivität wurde von 1.030mH um ca. 0.25mH durch die Serienschaltung erhöht. Die Schaltfrequenz war bisher ca. 16,6 kHz, nun liegt die Frequenz bei ca. 12,8 kHz. Zu erkennen ist auch die Flanken im Strom sind unterschiedlich geworden, bei der 1.280mH Induktivität sind die Rampen den Erwartungen entsprechend flacher geworden.


Induktivität in der Sättigung

falscher Kern
Bild 28

Als Speicherinduktivität wird hier ein E-Kern benutzt E25/13/7, 25mm, ohne Luftspalt mit dem Kernmaterial N67 und einer Induktivität von 1800nH bei einer einzelnen Windung.

Wir wollen nun eine Induktivität von ca. 2mH wickeln, wie geht das?

Eine wichtige Angabe ist die Zahl AL = 1800nH, die Induktivität bei einer einzelnen Windung. Die Induktivität steigt mit der Anzahl der Windungen, nicht linear sondern quadratisch. Daher läßt sich berechnen:

L = 1800nH * n²

Anzahl der Windungen = Wurzel aus ( 2mH / 1800nH )

Anzahl der Windungen = 33

Gewickelt wurden 35 Windungen, die Messung mit dem Laru ergab im Kleinsignalbetrieb 2,3mH bei 47kHz.

2.3mH    2.3mH
Bild 29, 30

Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div.
Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div.

Die Speicherinduktivität kommt mit diesem hohen Strom nicht zurecht, sie geht in die Sättigung, zu erkennen an der Kurvenform, die keine Rampe mehr ist. Auf den ersten 200mA entspricht die Induktivität noch den gemessenen 2,3mH, darüber hinaus beginnt die Induktivität zunehmend abzunehmen und der Strom rast hoch.

Messen wir im Bild 30 in der ansteigenden Rampe eine Strom Anstiegsgeschwindigkeit von 200mA/1,6µs (das erste flache Teilstück), so errechnet sich daraus ungefähr eine Induktivität von:

L = 219V * 1,6µs/200mA = 1,75mH

Messen wir im Bild 30 in der ansteigenden Rampe (im letzten steilen Teilstück) eine Strom Anstiegsgeschwindigkeit von 600mA/0,3µs , so errechnet sich daraus ungefähr eine Induktivität von:

L = 219V * 0,3µs/600mA = 0,11mH

Die Induktivität geht um das 16fache zurück vom Startwert 1,75mH auf nur 0,11mH bei höchstem Stromwert. Die Induktivität ist für diese Anwendung ungeeignet. Es ist N67 Material ohne Luftspalt, N27 mit Luftspalt wäre geeigneter.

Dieser Kern hat keinen Luftspalt und kann seine magnetische Energie nur im Ferrit speichern. Es ist ein Kern geeignet als Transformator, Übertrager oder als Kleinsignalinduktivität auf die hohe L Werte aufgewickelt werden können. Die meiste Energie kann jedoch in einem Luftspalt gespeichert werden, also bauen wir uns einen.

Induktivität mit Luftspalt

Kern E25 ohne Luftspalt    Luftspalt mit Papier
Bild 31, 32

Durch das Einfügen eines Luftspaltes bekommt die B vs. H Hysterese Kurve einer Induktivität eine flachere Steigung, sie ist höher strombelastbar ohne zu schnell an Induktivität zu verlieren. Ein Großteil der magnetischen Energie ist nun im Luftspalt gespeichert und nicht mehr nur vollständig im Kernmaterial, der Kern kann dadurch weiter ausgesteuert werden.

Diesen Vorteil erkauft man sich mit dem Nachteil eines verringerten AL Wertes, d.h. man benötigt viel mehr Windungen um die gleichen Induktivitätswerte zu erreichen wie ohne Luftspalt. Viel mehr Windungen bedeuten weitere Nachteile, wie höhere ohmsche Verluste, mehr Platzbedarf am Wickelkörper und höhere parasitäre Koppelkapazität der Induktivität.

Mit den bisherigen 35 Windungen ergeben sich 2.3mH ohne Luftspalt, mit Papier Luftspalt nur noch eine von Induktivität von gemessen 0.49mH bei 90 kHz Messfrequenz. Der AL Wert verringert sich von 1800nH auf:

AL = L/n² = 0,49mH/35*35 = ca. 400nH

Anmerkung: normalerweise ist es günstiger wenn sich der Luftspalt nur im mittleren Schenkel des Kerns befindet, d.h. ein Luftspalt der umschlossen ist von der Wicklung ist ideal, Kerne mit konstruktivem Luftspalt haben ihn an dieser Stelle. Na ja, ein Wegschleifen nur am mitttleren Steg wäre ein wenig übertrieben nur zu Demonstrationszwecken.

       
Bild 33, 34, 35

Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div.
Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div.

Die Stromrampen sind gerade, die Speicherinduktivität bleibt linear über den ganzen Strombereich. Durch die verringerte Induktivität von 490µH arbeitet der Controller nun auf höherer Frequenz von ca. 74 kHz. Zu sehen auch wie der Controller die Schaltfrequenz verjittert, ein "Anschmieren" des Standard Spektrumanalyzers, das die EMV Messung erleichtert. Der Jitter auf dem Schirm ist stark abhängig von der Trigger Position.

Induktivität mit Luftspalt und kleinem Kern

kleiner Kern mit Luftspalt            
Bild 36, 37, 38, 39

Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div.
Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div.

Diesmal ein kleiner EF13 Kern, 13mm, N67 auch mit drei Papierstreifen als Luftspalt versehen. Ohne Luftspalt hat diese Induktivität ca. 1,2mH, mit den Papierstreifen ca. 170µH. Die Stromrampen sind gerade, die Speicherinduktivität bleibt linear über den ganzen Strombereich. Bei dieser Induktivität arbeitet der Controller auf höherer Frequenz von ca. 113 kHz.

Mit sinkender Induktivität erhöht der Controller die Schaltfrequenz, das tut diese Regelung, kleinere Induktivität bedeutet weniger gespeicherte magnetische Energie, diese muss nun desto öfters wie ein "Schneeball" auf die Last geschmissen werden, so dass die Ausgangsspannung konstant bleibt.

Eine vergrößerte Last erhöht den Peak Strom in der Induktivität, erhöht etwas die EIN Zeit des MOSFEET und verringert etwas die Frequenz, die erhöhte Last treibt auch die Induktivität ein Stück weit zurück in den nicht-lückenden Betrieb.

Das Tastverhältnis aus MOSFET EIN und AUS bleibt unverändert gleich, es erscheint frequenzunabhängig. Das Tastverhältnis ist eine Funktion der Eingangsspannung, steigt die Eingangsspannung an, so sinkt die EIN Zeit ab, das liegt daran, daß eine höhere Spannung auf die Induktivität geschaltet wird und eine kürzere Zeit ausreicht um einen bestimmten Strom fließen zu lassen im Vergleich zu einer kleineren Eingangsspannung. Der Peak Strom in der Induktivität ist immer gleich groß, bei jeder Eingangsspannung.

Der Controller kann maximal 150 kHz Schaltfrequenz, mehr macht er nicht, da oberhalb 150 kHz innerhalb bestimmter EMV Normen begonnen wird zu messen, hier gilt das Motto "da wo man sich mit der energiereichen Grundwelle nicht aufhält stört man erst gar nicht".

Induktivität im Lückenden Betrieb

   LC Ringing
Bild 39, 40
Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div.
Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div.

Lückender Betrieb auch Discontinous Conduction Mode (DCM) genannt; wurscht egal wie man es nennt. Wir beobachten nun, daß die fallende Stromrampe bereits Null Ampere erreicht bevor der MOSFET wieder EIN geschaltet wird. Der Controller soll im DCM Mode arbeiten, wir nähern uns einer passenden Induktivität.

Fließt kein Strom mehr innerhalb einer Induktivität bedeutet dass auch in ihr ist keine magnetische Energie mehr gespeichert. Im Stromzustand Null Ampere ist auch ihr di/dt = Null, die Spannung an der Induktivität ist dadurch auch Null, da diese der Gleichung U=L*di/dt folgt. Ein weiterer Stromfluß wird durch den ausgeschalteten MOSFET nicht mehr angeregt auch die Last und der Glättungskondensator liefern nichts zurück.

So viel zur Theorie, doch woher kommt nun das sinusförmige "Ringing"?, sowohl auf der Diodenspannung als auch im Strom der Induktivität. Im Bild 40 sind bei Kanäle übereinandergeschoben um zu verdeutlichen, daß der Strom in L und die Spannung über der Diode eine Phasenverschiebung von ca. 90 Grad gegeneinander aufweisen. Das sieht wohl nach einem parasitären gedämpften Schwingkreis aus zwei Energiespeichern aus, die gegenseitig ihre Energie austauschen auf einer Periode von ca. 900ns, d.h. bei etwa 1,1 MHz.

In diesem Fall oszillieren L und C, es ist die Resonanz aus der Speicherinduktivität L und der parasitären Drain-Source Kapazität des MOSFET || der Diodenkapazität.

Induktivität - Resonanz der Drain-Source Kapazität mit der Speicherkapazität


    
Bild 41, 42

Wir vermessen die EF13 Induktivität noch einmal ganz genau und erhalten 172 µH bei 171 kHz Messfrequenz und Kleinsignal.

MOSFET ohne Zusatzkapazität
Bild 43

Wir vermessen die Zeitdauer der Oszillation über zwei Perioden mit 1,76µs das ergibt 880ns Periodendauer und eine Eigenfrequenz von 1,136 MHz.

Wir wollen nun die parasitäre Kapazität berechnen, die zusammen mit der Speicherinduktivität schwingt. Die Berechnung für die Eigenfrequenz eines Parallelschwingkreis beträgt:

f = 1 / 2 * PI * sqrt ( L * C)

Umgestellt nach C ergibt sich:

C = 1 / L * 4 * PI² * f²

C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,136MHz * 1,136MHz

C = 114 pF

12pF über Drain Source gelötet
Bild 44
Wir löten nun einen keramischen Kondensator von 12pF (braun, rund, exakt in der Bildmitte) über die Drain Source des MOSFET - welch ein Wunder, daß der kleine Kerl die 250V ausgehalten hat, hätte gedacht der raucht vielleicht ab oder sonst was, war mir egal hatte keine Lust jetzt auf die Schnelle nach was spannungsfestem zu suchen, ein kleiner Lufttrimmkondensator wäre ideal gewesen für diesen Versuch.

12pF zusätzlich über Drain Source
Bild 45
Messergebnis mit den zusätzlichen 12pF über der Drain-Source des MOSFET. Wir vermessen die Zeitdauer der Oszillation über zwei Perioden mit 1,82µs das ergibt 910ns Periodendauer und eine Eigenfrequenz von 1,099 MHz.

Wir wollen nun die parasitäre Kapazität berechnen, die zusammen mit der Speicherinduktivität schwingt. Die Berechnung für die Eigenfrequenz eines Parallelschwingkreises beträgt:

f = 1 / 2 * PI * sqrt ( L * C)

Umgestellt nach C ergibt sich:

C = 1 / L * 4 * PI² * f²

C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,099MHz * 1,099MHz

C = 122 pF

Vergleich:

122pF - 114pF = 8pF Differenz, wir haben durch das Auflöten der Kapazität (Nennwert 12pF) eine Erhöhung von 8pF gemessen, das ist ein schönes Ergebnis mit dieser Messmethode, die ihre Ungenauigkeiten besitzt:
  • Meine Ablesefehler?
  • Oszilloskop Zeitbasis?
  • Nenntoleranz Kondensator?
  • Fehler Laru?
  • Induktivität Konstant bei Messfrequenz 171 kHz und Oszillationsfrequenz 1.1 MHz?
Was ich auch nicht weiß, sinkt die Kapazität des 12pF Kondensators ab, wenn dieser mit so hohen Spannungen betrieben wird (im Zustand MOSFET AUS), ob der dadurch leidet - ich weiß es nicht. Wie weit eine NPO Keramik unter hoher Spannung absinkt weiß ich aus dem Stehgreif nicht, eine andere Keramik wäre schon weit abgesunken. Es wäre einen Versuch wert das zu wiederholen mit einem Luftkondensator.

Jedenfalls denke ich dieser Schnellversuch bestätigt die Annahme, die Oszillation, die wir auf dem Oszilloskop sehen wird verursacht durch einen Parallelschwingkreis aus Speicherinduktivität mit der parasitären Kapazität über dem MOSFET parallel der parasitären Schaltdioden Kapazität.

Angeregt wird dieser Schwingkreis dadurch, dass die Induktivität in der negativen Rampe in ihrem Strom auf Null fährt, beim Erreichen vom Strom Null ist die Speicherinduktivität ganz emotionslos und wirkt nur mit ihrem ESR, d.h. die Spannung an der Kathode der Speicherdiode springt mit vom leitenden Zustand (-0.7V) direkt auf die Ausgangsspannung des Glättungskondensators, die parasitäre Diodenkapazität bekommt dadurch einen Rechtecksprung verpasst (genau genommen ist es ein steiler sinusförmiger Anstieg).

Der steile Anstieg wirkt anregend auf den gesamten LC Schwingkreis, der antwortet mit einem Ausschwingen auf seiner Eigenfrequenz. Ein sinusförmiger Stromfluß entsteht dadurch auch in der Speicherinduktivität, die wiederum ihre eigene induzierte Spannung dazu sinusförmig generiert. Es enstehen dadurch an der Diode Sperrspannungen auch größer 18V (18V = Spannung am Glättungskondensator), wie die Bilder 39, 40, 43 und 45 zeigen. Wenn dieser gedämpfte Oszillationsvorgang länger auslaufen könnte, so würde sich die Spannung an der Diode wieder auf die Ausgangsspannung 18V als Endwert ausschwingen, da die stromlose Speicherinduktivität dann endgültig ein Kurzschluß wäre und der MOSFET noch immer AUS.

Zum besseren Verständnis wo hier dieser Schwingkreis entsteht hilft dieses AC Gedankenmodell, es ist leicht verständlich, basteln wir uns in Gedanken das Schwingkreis AC Ersatzschaltbild:

Die DC Versorgungsspannung darf man sich unter einer AC Betrachtung als einen Kurzschluss vorstellen, das einzige was von ihr als nennenswerter Rest wirksam bleibt ist ihr kleiner ohmscher Innenwiderstand und ihre kleine Serieninduktivität. Wir halten also in Gedanken fest die Drain des MOSFET ist unter AC Betrachtung an Masse angeschlossen.

Die recht niederohmige Last am Ausgang ist parallel geschaltet mit dem großen Glättungskondensator, diese Impedanz ist unter AC Betrachtung genauso als ein Kurzschluß anzusehen, den ESR des Kondensators können wir in diesem Gedankenmodell getrost zu Null annehmen und als nicht der Rede wert abhaken.  Als Resultat ist die Ausgangsseite der Speicherinduktivität auch gegen Masse geschaltet.

Jetzt haben wir nur noch eine Verbindung zwischen Source des MOSFET und der floatenden Seite der Speicherinduktivität - ja und jetzt kommt's dieser Knoten ist nirgends mehr angebunden außer an der Kathode der Schaltdiode, nur in der Diode fließt kein Strom mehr, er hat aufgehört zu fließen, da alle magnetische Energie in der Speicherinduktivität abgebaut worden ist (Stromrampe auf Null). Die Schaltdiode gerät dadurch in einen hochohmigen Zustand, sie ist stromlos, sie springt mit der Kathode auf das Gleichspannungspotential des Glättungskondensators, die Speicherinduktivität wirkt in diesem Moment nur mit ihrem ESR, die Oszillation beginnt.

Hast du nun das Ersatzschaltbild vor Augen? eine Parallelschaltung aus der parasitären Drain-Source Kapazität mit der parasitären Diodenkapazität und der Speicherinduktivität. Angeregt durch den schnellen sinusförmigen Anstieg der Kathoden-Anoden Sperrspannung an der Diode, sie springt von -0.7V auf 18V geht's los mit der Oszillation.

Der Vorgang wird noch weiter im Detail untersucht, interessiert mich jetzt schon etwas genauer.

Schaltdiode Austausch

kleinere Schaltdiode    LC mit kleinerer Schaltdiode
Bild 46, 47
Die bisher eingesetzte Schaltdiode war ein bisschen zu groß für diesen Leistungsbereich, sie wird ausgetauscht gegen ein kleineres Exemplar.

Die kleinere Diode hat eine kleinere Sperrschichtkapazität als die Große. Nach Erwartung verringert sich dadurch auch das LC Produkt der parasitären Oszillation.

Wir vermessen die Zeitdauer der Oszillation über zwei Perioden mit 1,65µs das ergibt 825ns Periodendauer und eine Eigenfrequenz von 1,212 MHz, mit der großen Diode lag diese bei 1,136 MHz, die Speicherinduktivität blieb dabei natürlich unverändert.

Wir wollen nun wieder die parasitäre Kapazität berechnen, die zusammen mit der Speicherinduktivität schwingt.

C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,212MHz * 1,212MHz (mit kleiner Diode)
C = 100 pF (mit kleiner Diode)

C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,136MHz * 1,136MHz (mit großer Diode)
C = 114 pF (mit großer Diode)

Die kleine Diode hat gegenüber der großen Diode eine verringerte Sperrschichtkapazität von ca. 14pF.


Schaltdiode Sperrschicht Kapazität

große Diode Sperrschicht Kapazität

Bild 48
Die Sperrschicht Kapazität der großen Diode nach Datenblatt. Die Kapazität nimmt mit zunehmender Rückwärtsspannung ab, bei 18V dem Wert auf den sie springt, beträgt sie ca. 21pF gemessen bei 1 MHz.


kleine Diode Rückwärts Sperrschicht Kapazität
Bild 49


kleine Diode Messfrequenz Sperrschicht Kapazität
Bild 50


Die Sperrschicht Kapazität der kleinen Diode nach Datenblatt. Bei 18V ca. 5pF, gemessen bei wahrscheinlich auch 1 MHz.

Fassen wir das Messergebnis zusammen:

Messung Parasitäres C (MOSFET + kleine Diode) = 100 pF @ 1.212MHz, 18V
Messung Parasitäres C (MOSFET + große Diode) = 114 pF  @ 1.136MHz, 18V

Differenz Messung = 14pF

Datenblatt Sperrschicht Kapazität (kleine Diode) = 5 pF @ 1 MHz, 18V
Datenblatt Sperrschicht Kapazität (große Diode) = 21 pF @ 1 MHz, 18V

Differenz Datenblatt = 16pF

Das ist ein schönes Ergebnis, es zeigt die Datenblätter, die Messung und auch die theoretische Überlegung passen zusammen. Das LC Produkt war nach Überlegung und der Suche nach dem Schwingkreis Ersatzschaltbild als Parallelschaltung aus Speicherinduktivität, MOSFET Kapazität und der Schaltdioden Sperrschicht Kapazität angenommen worden. Die Messungen haben diese Überlegung bestätigt.

Ach ja, mir fällt gerade ein, der verwendete 1:10 Tastkopf hat eine Kapazität von geschätzt 7-10pF, diese werden fälschlicherweise dem LC Produkt hinzugeschrieben, nicht schlimm wenn man es weiß und immer den selben Tastkopf verwendet.

Schaltung 1
Bild 51
Schaltung 1 - ein wenig bereinigt


Schaltung 2

es wird ein Controller eines anderen Herstellers yyy ausgetestet

Schaltung 2
Bild 52
Schaltung 2

Im linken Teil ist der Eingangsfilter aus Vollwellengleichrichter und Glättungskondensator. Der Eingangsfilter ist vom Wandlerteil abgesetzt, damit auf dem Eingangsfilter später einfacher die EMV Eigenschaften getestet und evaluiert werden können.

Der rechte Teil ist der Wandlerteil mit Eingangs- und Ausgangskondensator, Controller und hier zwei Speicherinduktivitäten. Verwendet wurde hier eine 1mH Induktivität, zusammengesetzt aus zwei 500µH EF-13 Kernen. Das Aufwickeln von 1mH auf nur einen Kern ist gescheitert, da bei höheren Strömen bereits Sättigung des Kerns erkennbar war. Später wird die Reihenschaltung durch einen etwas größeren Einzelkern ersetzt werden.

Die Drahtschleife ist für die Stromzange im Strom der Speicherinduktivität, eine der am wichtigsten zu beobachteten Größe. Der Tastkopf ist direkt und niederinduktiv an der 18V Ausgangsspannung angeschlossen, über eine kleine selbstgewickelte Kupferdraht-Feder (Masse). Dadurch lassen sich die Spikes in der Ausgangsspannung sicherer beurteilen als mit einer Tastkopf Masseverbindung durch die induktive Leitung mit der Krokoklemme.


Schaltung 2 - Wandlerteil    Wandlerteil und Filterteil
Bild 53, 54
Schaltung 2
Wandlerteil links und Filterteil rechts

Aufgebaut ist die Schaltung 2 aus den Erfahrungen des ersten Aufbaus aus der Schaltung 1, so sind beispielsweise die Knoten mit großen schnellen Spannungshüben mit kleinster Fläche ausgelegt. Die Masche aus Schaltdiode, Controller und Ausgangskondensator mit ihren hohen transienten Strömen ist möglichst klein. Der Feedbackkreis ist möglichst ungestört positioniert und so klein als sinnvoll machbar aufgebaut. Ein begleitende Simulation um diese Knoten kennenzulernen oder auch vorab an ihnen zu messen (dank Schaltung 1) ist sinnvoll für das Verständnis und einen gut funktionierenden Aufbau.

Solche Schaltungen auf einem Steckbrett oder auf 2.54mm Streifen-Lochrasterplatte aufzubauen ist sinnlos. Auch gleich sofort eine Leiterplatte zu erstellen ist nicht so empfehlenswert, da die Evaluierung auf einer Leiterplatte schwieriger ist als in Freiverdrahtung. Die gezeigte Aufbautechnik ist schon vergleichsweise nahe am Aufbau wie er später auf der Leiterplatte aussehen kann, und damit auch das elektrische Verhalten, der Aufbau läßt aber genug Freiheitsgrade zur raschen Evaluierung der Schaltungsdimensionierung.

Man kann es nicht zu oft sagen: "Elektronikentwicklung bedeutet so schnell als möglich an das Ziel zu gelangen", und dafür sind alle funktionierenden und bezahlbaren Mittel recht, das Aussehen und die Methoden sind während einer Entwicklungsphase gleichgültig. Mit hervorstechend schönen Lochraster Aufbauten oder geschönt gefertigten Leiterplatten, deren Schaltungen später dafür nicht gut funktionieren macht man sich keine Freude. Die eigentliche Entwicklung auf der Prototypen- oder gar Serienleiterplatte durchzuführen ist nur selten zu rechtfertigen.

Last am Ausgang

die Last ist eine elektronische Schaltung auf einer Leiterplatte,
die ihre spätere Verwendung in der NF Messtechnik findet.

Last
Bild 55
Die Last ist nicht konstant, der Laststrom (Blau) pulsiert niederfrequent zwischen ca. 20mA Grundlast und dem maximalen Spitzenstrom von 358mA. Die Ausgangsspannung ist derzeit auf 17.5 Volt eingestellt, AC gekoppelt (Rot) schwankt die Ausgangsspannung mit 315mVpp. Leicht zu sehen, mit steigendem Strom sinkt die Ausgangsspannung. Jeder einzelne Schaltzyklus ist als Peak zu erkennen.

Das USB Scope speichert auf Wunsch die Waveform in einem eigenen Dateiformat, das nur wenig Speicher benötigt. Mit der PicoScope Software läßt sich diese Messung auch nachträglich betrachten. Wer möchte und die PicoScope Software beim Hersteller herunter geladen hat (Freeware) kann sich das Bild 55 selbst mit der Software betrachten und die Softwarefunktionen testen. Download Bild 55 als Waveform Data Datei.


Ausgangsspannung AC-gekoppelt    Ausgangsspannung AC-gekoppelt
Bild 56, 57
Ausgangsspannung mit dem Analog Oszilloskop dargestellt. Diese verjitterte stark schwankende Last gleichmäßig auf dem Analog Oszilloskop zu triggern ist fast unmöglich, der Strahl zeichnet sich ständig versetzt.



Strom in der Speicherinduktivität und Ausgangsspannung, @87Vrms

Messreihe bei 87Vrms Wechselspannung Controller yyy:

Die Bilder sind kommentiert und selbsterklärend.
Für solche Messungen ist das USB Scope optimal.

87V_1    87V_2
Bild 58, 59

87V_3    87V_4
Bild 60, 61

87V_5    87V_7
Bild 62, 63

87V_8    87V_9
Bild 64, 65


Strom in der Speicherinduktivität und Ausgangsspannung, @240Vrms


Messreihe bei 240Vrms Wechselspannung Controller yyy:

Die Bilder sind kommentiert und selbsterklärend.
Bei 240Vrms steigen die Peakströme in der Induktivität an.


240V_1    240V_2
Bild 66, 67

240V_3    240V_6
Bild 68, 69

240V_7
Bild 70

Das Schaltnetzteil arbeitet bisher ohne Schwierigkeiten auch mit diesen großen Lastunterschieden. Mit der jetzigen Dimensionierung startet das SNT auch noch bei 60Vrms.

Die Speicherinduktivität (hier 1mH) ist das größte Bauteil in der Schaltung, ihre Auswahl ist ein Hauptaugenmerk, ist sie in der Kerngröße überdimensioniert verschenkt man Bauraum und Kosten, ist sie unterdimensioniert:
  • verschlechtert sich die EMV (Strom Peaks während der Sättigungsphase)
  • Wirkungsgrad fällt
  • Kern heizt sich auf
so kann der Controller leicht in einen zu vermeidenden Over Current Mode gelangen.

Die Kerngröße muss ausreichend sein, damit ein sicheres Aufstarten über Temperatur bei allen Eingangsspannungen gewährleistet ist, das ist gesondert zu prüfen. Die Induktivität bestimmt mit die Schaltfrequenz.


Schaltung 1 -  "die Zweite"


die Schaltung mit dem Controller xxx wird noch einmal neu aufgebaut, zum besseren Vergleich mit Controller yyy

Controller xxx    Controller xxx
Bild 71, 72

Die Schaltung 1 (Controller xxx) hat nun einen identischen Aufbau wie Schaltung 2 (Controller yyy), dadurch besteht eine bessere Vergleichbarkeit bei zunehmend Layout ähnlichen Bedingungen.

Links der Wandlerteil mit provisorischer Speicherinduktivität (hier ca. 470µ H),  Schaltung 1 (1mH), dadurch steigen die Schaltfrequenzen in den Bereich 100 kHz, was Controller xxx kann.

Rechter Teil wieder ein Gleichrichter als Evaluationboard vorbereitet zum EMV Test. Gleiche Last wie in Schaltung 2.


Controller xxx    Controller xxx
Bild 73, 74
Ausgangsspannung mit dem Analog Oszilloskop dargestellt. Diese verjitterte stark schwankende Last gleichmäßig auf dem Analog Oszilloskop zu triggern ist fast unmöglich. Das analoge Scope ist für solche stark nichtperiodischen Signale fast nutzlos, man sitzt davon wie der Ochse vorm Berg und dreht wie ein Beklopter erfolglos am Triggerknopf rum.

Der Ripple von Schaltung 1 (CKT1 Controller xxx) ist im Mittel höher als CKT2, er jittert dazu stärker, das kann für EMV ein Vorteil sein, werden wir sehen.

Strom in der Speicherinduktivität und Ausgangsspannung, @87Vrms

Messreihe bei 87Vrms Wechselspannung Controller xxx:

xxx-1    xxx-2
Bild 75, 76

xxx-3    xxx-4
Bild 77, 78

xxx-5    xxx-6
Bild 79, 80

xxx-7
Bild 81

Bilder als Waveform (öffne mit PicoScope Software)
Bild 75 Bild 76 Bild 77 Bild 78 Bild 79 Bild 80 Bild 81


Strom in der Speicherinduktivität und Ausgangsspannung, @240Vrms


Messreihe bei 240Vrms Wechselspannung Controller xxx:
Bei 240Vrms steigen die Peakströme in der Induktivität an.

xxx-8    xxx-9
Bild 82, 83

xxx-10    xxx-11
Bild 84, 85

xxx-12
Bild 86


Bilder als Waveform
Bild 82 Bild 83 Bild 84 Bild 85 Bild 86


Erster Vergleich Schaltung 1 mit 2


Schaltung 1
(Controller xxx)
Schaltung 2
(Controller yyy)
Ripple größer kleiner
Spikes größer kleiner
Schaltfrequenz höher möglich kleiner
Induktivität Bauraum, Kosten kleiner größer
Aufwand Beschaltung
(Beschaltung Pins, Feedback usw.)
größer kleiner
Jitter - EMV Frequenzverschleierung größer kleiner
Schutzbeschaltungen gut gut
Start- und Ausschaltverhalten gut gut
vermutlicher Gesamtbauraum (noch ohne EMV Betrachtung) etwas größer etwas kleiner
vermutliche Gesamtkosten (noch ohne EMV Betrachtung) etwas größer etwas kleiner

EMV Messungen werden am Ende mitentscheidend sein.


Beide Schaltungen im Vergleich:
Beide Schaltungen im Vergleich
Bild 87


Vergleich der Topology

Controller xxx wurde nicht speziell als Non-Isolated Buck IC entwickelt, es ist ein spezieller Flyback Controller für isolierten Betrieb, der dazu neueste Green Mode Bedingungen für niedrigsten Stand-By Bedarf erfüllt. Er wurde hier in der Schaltung 1 als Non-Isolated Buck eingesetzt und erfordert dadurch eine etwas größere Zusatzbeschaltung.

Controller yyy wurde speziell als Non-Isolated Lowest Component Count IC entwickelt, mit entsprechenden Vorteilen bezüglich zu erwartender Gesamtgröße der Schaltung. Er arbeitet hier genau in der Applikation für die er entwickelt worden ist.

Spektrum Ströme Schaltung 1 und 2

Relevante Ströme betrachtet im Niederfreqenzbereich, beide Controller im direkten Vergleich.
Die Bilder dokumentieren gleichzeitig die Reihenfolge der Messung.

Spektrum Strom in der Versorgungsleitung @ 81Vrms

Controller xxx Linke Spalte:
 
Controller yyy Rechte Spalte:
 
Stromzange line xxx Stromzange Line yyy
Strom auf 100mA/Div Strom auf 100mA/Div
7844 mit 7L5 7844 mit 7L5 7A26 7B80
  • Bild 88, 89 - Stromzange in der Versorgung
  • Bild 90, 91 - Stromzange skaliert auf 100mA/Div
  • Bild 92, 93 - im 7844 befinden sich die Einschübe v.l.n.r. 7A26, 7L5, 7B80. Durch das Zweistrahlsystem lassen sich mit diesem Mainframe ganz leicht gleichzeitig der Zeitbereich als auch das Spektrum gemeinsam in einem Bildschirm darstellen, das geht beim 7844 ganz leicht. Der 7L5 ist ein Niederfrequenz Spektrumanalyzer mit einer maximalen Spannweite von 5 MHz. Der hier benutzte Einschub hat einen 75 Ohm Eingang und damit die 50 Ohm Quellimpedanz der P6042 Stromzange abschließt, das ist nicht optimal und verursacht einen Amplitudenfehler, die Anzeige ist ca. 20% zu hoch, das ist für eine rein vergleichende Messung nicht von Bedeutung. Der Fehlabschluß verursacht in diesem niedrigen Frequenzbereich noch keine nennenswerten Amplitudenfehler vs. Frequenz und kann vernachlässigt werden.

81Vrms 81Vrms
Maximal Peak Hold Maximal Peak Hold
Stoppuhr Stoppuhr
xxx-line yyy-line
  • Bild 94, 95 - Trenntransformator eingestellt auf eine niedrige Wechselspannung von 81Vrms.
  • Bild 96, 97 - Spektrum Analyzer eingestellt auf Maximal Peak Hold, er speichert dadurch immer die maximale Amplitude, die er bei den Frequenzsweeps findet. Das Gerät hat einen fortlaufenden digitalen Bildspeicher.
  • Bild 98, 99 - Mobiltelefon als Stoppuhr. Der nach Peaks suchende Spektrumanalyzer läuft für zwei Minuten. Während dieser Zeit sammelt er alle auftretenden Peaks, die Hüllkurve wandert dadurch zu höheren Amplituden.
  • Bild 100, 101 - Controller xxx hat mehr Jitter in seinem häufigen Arbeitsbereich ca. 60-120kHz. Die beim Controller yyy häufig vorkommende Maximalfrequenz von 66kHz ist leicht zu sehen, er verschmiert weniger. Man darf sich nicht täuschen lassen wenn "breite belegte" Bereiche im Spektrum vorkommen, zur Erinnerung der Analyzer steht auf Max. Hold und sammelt alle Peaks über die zwei Minuten ein. Bei dieser breitbandigen Netzstromdarstellung sind das hauptsächlich Schaltströme, die vom Eingangsgleichrichter nicht abgefangen werden, diese Ströme sind sehr klein. (50mV entsprechen ca. 100mA). Mit diesen Frequenzen hier wird das AC Stromnetz belastet oder verseucht, wie immer man das nennen möchte.
 

Spektrum Strom in der Versorgungsleitung @ 230Vrms

230Vrms 230Vrms
19:34 22:41
xxx 230Vrms Strom Netz Zuleitung yyy 230Vrms Strom Netz Zuleitung
  • Bild 102, 103 - Erhöhen der Versorgungsspannung auf 230Vrms 
  • Bild 104, 105 - Messung Spektrum Zuleitungsstrom über zwei Minuten bei 230Vrms
  • Bild 106, 107 - Controller xxx hat höhere Peakströme in der Zuleitung, yyy verschmiert das Spektrum weniger.

Spektrum Strom in der Speicherinduktivität @ 230Vrms

Controller xxx Inductor Current Controller yyy Inductor Current
200mA/Div 200mA/Div
Max Hold Max Hold
1943 2249
Controller xxx Strom Speicherinduktivität Controller yyy Strom in der Speicherinduktivität
  • Bild 108, 109 - Strom Speicherinduktivität
  • Bild 110, 111 - 200mA/Div
  • Bild 112, 113 - Maximum Hold
  • Bild 114, 115 - zwei Minuten Messzeit
  • Bild 116, 117 - Controller xxx arbeitet auf höherer Frequenz und ist verschmierter, als der mehr diskreter arbeitende Controller yyy, schön zu sehen wie beim yyy die Oberwellen zunehmend verschmieren verglichen zur Grundwelle.

Spektrum Strom in der Speicherinduktivität @ 81Vrms

81Vrms 81Vrms
1947 2254
Controller xxx Strom in der Speicherinduktivität 81V Controller yyy Strom in der Speicherinduktivität 81V
  • Bild 118, 119 - Transformator auf 81Vrms
  • Bild 120, 121 - zwei Minuten Messzeit
  • Bild 121, 122 - xxx mehr Jitter, yyy weniger und auf kleinerer Frequenz. Stromspitzen sinken im 81Vrms Betrieb.

Spektrum Strom in der Last @ 81V rms

xxx Spektrum Strom Last yyy Spektrum Strom Last
100mA/Div 100mA/Div
1957 2303
xxx Spektrum Last bei 81Vrms yyy Spektrum Last bei 81Vrms
  • Bild 123, 124 - Spektrum Strom in der Last
  • Bild 125, 126 - 100mA/Div
  • Bild 127, 128 - zwei Minuten Messzeit
  • Bild 129, 130 - Laststrom an xxx und yyy ist logischerweise ähnlich, da konstante Ausgangsspannung. Jedoch trotzdem gut zu sehen wie sich die typischen Strommuster der Controller in den Laststrom hinein übertragen, das war zu erwarten, ist jedoch eine Messung die nur selten gemacht wird. Gerade z.B. bei Meßsystemen, die miteinander verkoppelt sind, wären das wichtige zu untersuchende Eigenschaften.

Spektrum Strom in der Last @ 230V rms

230Vrms 230Vrms
2001 2307
xxx Spektrum Last 230Vrms yyy Spektrum Last 230Vrms
  • Bild 131, 132 - Transformator auf 230Vrms
  • Bild 133, 134 - zwei Minuten Messzeit
  • Bild 135, 136 - da Ausgangsspannung konstant, logischerweise ein ähnliches Spektrum auch bei 230Vrms, die Unterschiede durch die verschiedenen Strommuster sind leicht zu erkennen. Die nachgeschaltete Elektronik in der Last muss mit ihrer PSRR Power Supply Rejection Ratio diese Störungen ausfiltern, aktiv/passiv.


Spektrum Ströme Übersicht xxx zu yyy

xxx
81Vrms
Versorgung

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
xxx-line yyy-line yyy
81Vrms
Versorgung

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
xxx
230Vrms
Versorgung

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
xxx 230Vrms Strom Netz Zuleitung yyy 230Vrms Strom Netz Zuleitung yyy
230Vrms
Versorgung

(100mA=50mV)
(0dbV=1Vrms)
xxx
230Vrms
Speicher L

(200mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
Controller xxx Strom Speicherinduktivität Controller yyy Strom in der Speicherinduktivität yyy
230Vrms
Speicher L

(200mA=50mV)
(0dbV=1Vrms)
xxx
81Vrms
Speicher L

(200mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
Controller xxx Strom in der Speicherinduktivität 81V Controller yyy Strom in der Speicherinduktivität 81V yyy
81Vrms
Speicher L

(200mA=50mV)
(0dbV=1Vrms)
xxx
81Vrms
Last

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
xxx Spektrum Last bei 81Vrms yyy Spektrum Last bei 81Vrms yyy
81Vrms
Last

(100mA=50mV)
(0dbV=1Vrms)
xxx
230Vrms
Last

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
xxx Spektrum Last 230Vrms yyy Spektrum Last 230Vrms yyy
230Vrms
Last

(100mA=50mV)
(0dbV=1Vrms)
Bild 137 - 155


Spektrum Strom mit 1mH Filterinduktivität im Eingang yyy

Was bringt eine 1mH Filterinduktivität im Eingang von Schaltung 1, wie filtert dies den NF Strom in der Zuleitung?

1mH im Input Filter
Bild 158

Die Induktivität bildet einen PI-Filter zusammen mit den beiden Eingangskondensatoren.
Messung am Controller yyy, nur bei 81Vrms (größter Strom), 1-3min Messzeit Peak Hold Mode.

yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 500 kHz


(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)

yyy-line yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 500 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 200 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)

yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 200 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 100 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)


yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 100 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 50 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)


yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 50 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 20 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 20 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 10 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 10 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 5 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 5 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 2 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 2 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - mit Filter
81Vrms
Versorgung
Span 1 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
yyy - ohne Filter
81Vrms
Versorgung
Span 1 kHz

(100mA=50mV)
(0dBV=1Vrms)
Bild 158 - 176

Die 1mH Filterinduktivität verringert die dominanten Schaltpeaks (62-68kHz) um ca. 10dB und damit auch der ersten paar Oberwellen davon, die alle ins interessante Frequenzspektrum >150 kHz vordringen, ab welchem meistens bei der EMV gemessen wird. 10db mehr oder weniger können manchmal über "Sein oder Nicht Sein" entscheiden.

In den niedrigen Frequenzbereichen der direkten Netzfrequenz-Oberwellen ist die Induktivität zu klein um glättende Wirkung zu zeigen, da ist sie fast wirkungslos.

Die Netz-Grundwellenströme sehr hoch sind, verglichen zu den Strömen von Interesse. Eine Hochpass Filterschaltung am Ausgang der Stromzange wäre eine Lösung um die Netzoberwellen auszufiltern. Das Rauschen der Schaltung/Stromzange erreicht ähnliche Werte wie die Schaltpeaks. 


Spektrum, leitungsgebunden an der Ausgangsspannung xxx - yyy

An der Ausgangsspannung der dürften sich sämtliche Freqenzen des Systems wiederfinden, da diese 18VDC beträgt ist das ein bisschen viel für einen 75 Ohm Eingang am Spektrumanalyzer. Wir basteln uns daher schnell einen 680nF DC-Blockkondensator in die Messleitung.

Die Filterinduktivität 1mH am Eingang ist wieder ausgebaut, Ausgangsspannung 81Vrms, Analyzer im Hold Peak Mode, läuft jeweils solange, bis sich nichts mehr nennenswertes an der CRT ändert.

Bodediagramm 10kHz

Bild 177


3 kHz Hochpass
Bild 188

Koppelkondensator 680nF/63V MKC  (-3dB @ 3kHz an 75 Ohm)

DC Spannung geblockt
Bild 189


Spektrum Vergleich Schaltung 1 und 2, leitungsgebunden am Ausgang

xxx
81Vrms
Ausgang
Span
0,5MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)


yyy
81Vrms
Ausgang
Span 0,5MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)
xxx
81Vrms
Ausgang
Span 1MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)


yyy
81Vrms
Ausgang
Span 1MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)
xxx
81Vrms
Ausgang
Span 2MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)


yyy
81Vrms
Ausgang
Span 2MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)
xxx
81Vrms
Ausgang
Span 5MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)


yyy
81Vrms
Ausgang
Span 5MHz

(highpass 3kHz)
(0dBV=1Vrms)
Bild 199 - 207

Die größere Verschmierung des Spektrum von Controller xxx ist auch im Spektrum der Ausgangsspannung zu erkennen, durch die kleinere Speicherinduktivität arbeitet er auch bei etwas höheren Frequenzen, entsprechend sind die Energiepakete auch etwas nach oben verschoben im Spektrum.

Analyzer arbeit im Peak Hold Mode. Durch die stark verjitterten Signale ist eine Darstellung eines Einzelspektrum, also ein einzelner Sweep des Analyzers sinnlos, jeder Sweep sieht fast komplett anders aus.

Dieser Analyzer kann keinen Average Mode, Average ist der Mode welcher oft für EMV Messungen angewandt wird. Bin gespannt wie die Schaltungen sich in der EMV Kammer verhalten bei der Störabstrahlungsmessung im Average Mode.


Wahl geeigneterer Bauteile

Nun werden Bauteile evaluiert, die näher am Endzustand sind. Das sind geeignete Speicherinduktivitäten, Filterinduktivitäten, kleinere Elkos und nach Möglichkeit mehr SMD Bauteile für eine Automatenbestückung. Es wird vermehrt auf die Bauteile Kosten und die Baugröße geachtet.

Bauteile zum Austesten
Bild 208
gekauft verschiedene Kondensatoren, Induktivitäten, Dioden und Widerstände


Kondensatoren

Die Kondensatoren am Eingang

haben die Aufgabe die gleichgerichtete Netz-Wechselspannung zu glätten, aus Sicht der Frequenz ist das eine vergleichsweise einfache Aufgabe. Sie sind auch Teil der üblichen PI-Filter am Eingang, sie filtern daher auch Oberwellen in Rückwärtsrichtung zum Netz hin. Sie müssen auch die hohen transienten Ströme für den Schaltregler Eingang liefern, das ist schwierig für sie. Idealerweise wären es Folienkondensatoren, aus Kosten- und Platzgründen nicht möglich. Es ist ein Kompromiß zu finden aus niedrigster möglicher Eingangsspannung, Kosten, Kapazität, Durchmesser, EMV und der Lebensdauer nach Datenblatt.

Die Kondensatoren am Ausgang

haben die Aufgabe die getaktete Ausgangsspannung zu glätten, aus Sicht der Frequenz ist diese Aufgabe schwieriger. Im Idealfall wären dies z.B. Keramikkondensatoren, üblicherweise verwendet man Tantalkondensatoren, Trockenelektrolyt Kondensatoren oder normale Low ESR Kondensatoren in diesen "Langwellen" Frequenzbereichen. Die Kondensatoren müssen in der Lage sein >100kHz noch sinnvoll zu verarbeiten. Die Wahl der Kondensator Art ist im wesentlichen eine Frage der Frequenz, eine höhere Frequenz benötigt kleinere Kapazitäten mit höherer Resonanzfrequenz, der Umstieg auf Keramikkondensatoren wäre erst wirklich sinnvoll bei mehreren hundert Kilohertz aufwärts. Auch hier gilt es wieder einen Kompromiß zu finden aus Kosten, Baugröße, Leistungsfähigkeit, EMV und der Lebensdauer nach Datenblatt.

  • Keramikkondensatoren, Folienkondensatoren - wären ideal, jedoch sind 200-1000µF nicht tragbar wegen Kosten und riesiger Baugröße.
  • Tantalkondensatoren, elektrisch gut für diese Anwendung, jedoch geht deren Ausfallverhalten bei manchen Serien in Richtung Kurzschluß. Sie sollten gerade bei hohem Ripple gezielt nach Datenblatt dimensioniert sein, um einen Ausfall zu vermeiden. Im Spannungs Derating sind sie auch kritischer. Tantals sind vergleichsweise sicher, solange sie über ein vernüftiges Derating verfügen, ein Vorteil gegenüber Elkos wäre sie altern nicht im Sinne von Kapazitätsverlust.
  • Trockene Polymer Elektrolyt Kondensatoren sehr gut geeignet für die Ausgangsseite, langlebig, jedoch auch eine Kostenfrage.
  • Standard Elektrolytkondensatoren, sehr preiswert, aber elektrisch für diese Frequenzen ausgangsseitig ungeeigneter, Haltbarbeitsfrage je nach Typ und Dimensionierung. Low ESR Elektrolyt Kondensatoren für die Ausgangsseite, noch preiswert, elektrisch geeignet, 
  •  Haltbarkeitsfrage jenach Typ und Dimensionierung, Low ESR Kondensatoren werden die hier getroffene Wahl auf der Ausgangsseite und 400V Standard Typen auf der Eingangsseite sein.


Board mit kleineren Kondensatoren und Induktivitäten
Bild 209
Controller yyy jetzt mit kleineren Elektrolyt Kondensatoren, einer High Voltage Tonnen Speicherinduktivität die speziell für 400V Buck Regler hergestellt wurde und einer PI Filterinduktivität. Verbaut ist auch ein Strombegrenzungswiderstand, der im AC Kurzschlußfall als Sicherung wirkt, dieser hier erfüllt Forderungen zum Brandschutz, er hat ein definiertes "Abrauchverhalten". Die weißen Drahtschlaufen dienen der Stromzangen Messung in den Induktivitäten.


Kondensatoren Vergleichstabelle

Die folgende Tabelle zeigt eine Spielwiese verschiedener Kondensator Typen. Es ist immer sinnvoll verschiedene Typen an der echten Schaltung auszutesten, Theorien und Simulationen hin oder her, es auszutesten ist eine sichere Methode, besser als sich vorab gleich auf einen Typen festzulegen. Gerade im Bereich "Austesten vs. Theorie" sind die Vorstellungen mancher Beamer-Ingenieure eine wahre Katastrophe, das Leben erzählt die Geschichten dazu.

Die Tabelle hat auch den Vorteil, das die typischen Werte aus den Datenblättern durch die Vergleichbarkeit dem Anwender mehr in "Fleisch und Blut" übergehen, besser als wenn man sich nur auf einen Typ konzentrieren würde.

Die Datenblätter sind im Internet zu finden, die typischen Distributor Preise auch, der Lieferant und der Hersteller ist mit drei Buchstaben abgekürzt. Die Preise sind eine Näherung für die ersten genaueren Bauteile Kosten. Die Tabelle ist im Überblick hilfreich um sofort abschätzen zu können ob sich z.B. ein "Totsparen" durch Reduzierung der Kapazitäten auch tatsächlich noch lohnt, elektrische Performance gegenüber ein paar Cents zu opfern. 

Elkos

Eingang

Stückzahl Typ Kapazität Spannung Ripple Current Tangens Phi
(120Hz, 25°C)
ESR min
Temp.
max
Temp
Lebensdauer
bei T. max.
Diam. Länge Preis, Internet
Juni 2012
8 Pan.
ECA2GHG2R2
2.2µF 400V 30mA rms
(120Hz, 105°C)
0.24
-25°C
105°C 2000h 8mm 11.5mm 0.16$ 1k RS.
0.16$ 1k Avn.
0.19$ 1k New.
0.30€ 1k Far.
8 Pan.
ECA2GHG3R3
3.3µF 400V 40mA rms
(120Hz, 105°C)
0.24
-25°C
105°C 2000h 10mm 12.5mm 0.14$ 1k Avn.
0.16$ 1k Arr.
0.23$ 1k New.
0.38€ 1k Far.
10 Nic.
UVZ2G3R3MPD1TD
3.3µF 400V 38mA rms
(120Hz, 105°C)
0.25 -40°C 105°C 1000h 10mm 12.5mm 0.13$ 1k New.
10 Nic.
UVZ2G4R7MPD1TD
4.7µF 400V 50mA rms
(120Hz, 105°C)
0.25 -40°C
105°C 1000h 10mm 16mm 0.19$ 1k New.
10 Nic.
UVR2G4R7MPD1TD
4.7µF 400V 70mA rms
(120Hz, 85°C)
0.25 -40°C 85°C 2000h 10mm 16mm 0.14$ 1k New.
5 UCC.
ESMG401ELL4R7MJ16S
4.7µF 400V 71mArms
(120Hz, 85°C)
0.24 -40°C 85°C 2000h 10mm 16mm 0.26$ 1k Dig.
0.28$ 1k New.
4 Rub.
400BXA6R8MEFC10X16
6.8µF 400V 220mA rms
(100kHz, 105°C)
0.20 -25°C 105°C 10000h 10mm 16mm 0.19€ 1k Rut.
0.41€ 0.1k RS.
0.53€ 1k Far.
10 Pan.
ECA2GHG100
Empfohlener Ersatz
für Serie ECA2GHG
ist Serie ECA2WM
10µF 400V 80mA rms
(120Hz, 105°C)
0.24
-25°C
105°C 2000h 10mm 20mm 0.22$ 1k Arr.
0.29$ 1k Avn.
0.36$ 1k Far.
0.36$ 1k New.
Keramik Eingang
Kem.
C2225C224KCRAC3810
220nF 500V - - - - - - 4mm 4mm 0.85$ 1k New.
1.05$ 1k Dig.
1.15$ 1k Avn.

Elkos

Ausgang

10 Epc.
B41142A7107M
100µV 35V 600mA rms
(100kHz, 105°C)
0.12 0.16R (20°C)
100kHz
-55°C 105°C 3000h 8mm 10mm 0.24$ 1k New.
0.23€ 1k Far.
10 UCC.
ELXZ350ELL101MF15D
100µV 35V 400mA rms
(100kHz, 105°C)
0.12 0.18R (20°C)
0.36R (-10°C)
-55°C 105°C 2000h 6.3mm 15mm 0.07$ 1k New.
0.13$ 1k Dig.
10 UCC.
ELXZ250ELL221MH12D
220µF 25V 555mA rms
(100kHz, 105°C)
0.14 0.12R (20°C)
0.24R (-10°C)
-55°C 105°C 3000h 8mm 12mm 0.13$ 1k New.
0.13$ 1k Dig.
6 UCC.
ELXY250ELL221MH15D
220µF 25V 555mA rms
(100kHz, 105°C)
0.14 0.13R (20°C)
0.26R (-10°C)
-55°C 105°C 3000h 8mm 15mm 0.13$ 1k New.
0.17$ 1k Dig.
10 Pan.
EEEFP1E471AP
470µF 25V 1190mA rms
(100kHz, 105°C)
0.14 0.06R (20°C)
100kHz
-55°C 105°C 2000h 10mm
SMD
10.2mm
SMD
0.51$ 1k New.
0.99€ 1k Far.


Lebensdauer - Definition typischerweise:

  • Angelegte Spannung - maximal DC Nennspannung
  • Durchflossener Strom - maximal mit Ripple Current
  • Angelegte Temperatur - Temperatur max. inklusive Eigenerwärmung
  • Kapazitätsveränderung - von +/-20% bezogen auf Startwert t=0h
  • Leckstrom < innerhalb Spezifikation
  • Verlustfaktor tangens Phi <=200% initial Spezifikation
  • Die Versuchbedingungen und Versuchsaufbauten werden selten im Detail gezeigt, (konnte bisher noch nie eine deratige Aufzeichnung darüber sehen.
  • Das Studium der Datenblätter und Applikationsschriften der Hersteller über Lebensdauer Definition ist zu empfehlen.

Lebensdauer - Hinweise in "Stammtisch Kurzform":

  • Lebensdauer ist zusätzlich abhängig vom Kondensator Durchmesser innerhalb einer Typen Serie (mit größerem Durchmesser oft besser)
  • RMS Ripple Current und die max. Temperatur ist bei Langzeitanwendungen als Empfehlung zu reduzieren.
  • RMS Ripple Current verursacht über den ESR (Ersatz-Serien-Widerstand) eine interne Stromwärme, die sich zur Umgebungstemperatur addiert.
  • Jede weitere Temperaturerhöhung um wenige Grad verringert die Lebensdauer nicht unwesentlich.
  • Für manche Kondensator Serien sind auch Lebensdauer Daten vs. Temperatur verfügbar.
  • Arrhenius Gleichungen zur beschleunigten Lebensdauer Berechnung sind mit Vorsicht zu genießen, erst der Versuch unter realen Betriebsbedingungen bestätigt diese, Hersteller Daten beachten.
  • Löten von Elektrolyt Kondensatoren im Reflow Prozess (SMD) hat eine Auswirkung auf die Lebensdauer (Typ-Verschieden wieviel Stress das Reflow Löten verursacht). Nur kurzes Handlöten, z.B. wenige Sekunden bei z.B. 350°C Lötspitze, ist vorteilhaft und schonend.
  • Spannungs Derating, ca. 70-80% für long-life, Halbierungen oder noch weniger ist bei Elektrolytkondensatoren hingegen übertrieben.

Derating von Elektrolyt Kondensatoren:

wieviel Derating (prozentuales Ausnutzen der spezifizierten maximal zulässigen Betriebswerte) ein Geräte Hersteller seinen Applikationen zumutet ist eine Frage der:
  • Herstellkosten Produkt
  • Baugröße
  • Betriebsbedingungen
  • Umweltbedingungen
  • Sicherheitsanforderungen
  • Geräte Lebensdauer, geplante
  • Erfahrungswerte mit den jeweiligen Kondensator Typen.
Manche Endprodukte haben hierfür eigene Derating Richtlinien.


Kondensatoren zur Netzglättung


Bild 210
Stromzange und Spannung am ersten 2.2µF/400V Kondensator nach dem Brückengleichrichter


 
Bild 211, 212
211-waveform    212-waveform

Die Bilder zeigen die Verhältnisse an diesem Kondensator beim Einschalten, links bei 80Vrms, rechts bei 280Vrms. Die Einschaltströme sind heftig bei 15 Ohm Vorwiderstand. Je höher die Netzspannung desto höher der Einschaltpeak, je nach dem in welchem Moment des Sinus der AC Spannung der Netzschalter umgelegt wird ergibt sich ein teils heftiger Strom vom mehreren Ampere, fast jeder Einschaltvorgang sieht individuell anders aus, zwar oft ähnlich aber stets verschieden. Dem Kondensator macht das für Gelegenheits AN-AUS Applikationen nichts, bei vielen Schaltspielen sieht das anders aus, zumal das auch die Schaltelemente belastet.

Verlustleistung im fusible Vorwiderstand

In den Green Mode Energiespar-Applikationen der IC Hersteller sind manchmal nur 10 Ohm als Vorwiderstand vorgesehen, das ist in Bezug auf Energieausnutzung eine gute Wahl, für den Eingangsstrom wahrhaft nicht. Da diese Applikation hier öfters ein- und ausgeschaltet wird, kommt als erste Gegenmaßnahme hier mal ein 30 Ohm Widerstand rein, das ist auch eine höhere Größenordnung, der auch für eine Erfüllung einer UL Norm günstiger ist.
Dadurch steigt die Verlustleistung im Widerstand, bei 80Vrms nimmt die Schaltung ca. 55mArms auf, an einem 30 Ohm Widerstand ergibt sich eine RMS Verlustleistung von P=0.055mA*0.055mA*30 Ohm = 0.09 Watt. Dieser Widerstand ist mit 2 Watt @70°C spezifiert => bedenkenlos. Er kann später noch höher gewählt sein, selbst ca. 56 Ohm passen noch; das ist alles eine Verlustleistungsfrage und des Spannungsabfall durch die Peakströme und hat Einfluß auf die minimal nötige Betriebsspannung, das wird später gelöst zusammen mit der EMV.
0.055²A²*10R=0.03W,   Peakverlust: 0.25A*10R=2.5V
0.055²A²*15R=0.05W ,  Peakverlust: 0.25A*15R=3.8V
0.055²A²*30R=0.09W,  Peakverlust: 0.25A*30R=7.5V
0.055²A²*56R=0.17W ,  Peakverlust: 0.25A*56R=14V
 
erhöhter Vorwiderstand
Bild 213
Ein zweiter 15 Ohm Widerstand in Serie als Zwischenlösung, solange bis das passende Muster eintrifft. Die Kringel an den Anschlußbeinchen deswegen => "Anti-Sinnloses-Abschneiden" vermeiden, wäre zu schade fürs Material, fusible Widerstände gibt es nicht an jeder Ecke. Weitere Messungen zeigten der Einschaltstrom ist mit den 30 Ohm schon mal etwas reduziert.


Kondensator Eins 2.2µF/400V RMS Strom


Pan.
ECA2GHG2R2
2.2µF 400V 30mA rms
(120Hz, 105°C)
0.24
-25°C
105°C 2000h 8mm 11.5mm 0.16$ 1k RS.
0.16$ 1k Avn.
0.19$ 1k New.
0.30€ 1k Far.


Bild 214 bei 80Vrms
214-waveform

Der RMS Strom im Kondensator beträgt ca. 27mArms, der Peakstrom ca. 180mAp (mit verursacht durch die langsamen aber hohen Lastschwankungen). Spezifiziert ist dieser Kondensator mit max. 30mArms @ 105°C, 120Hz, er wäre dadurch noch innerhalb seiner Spezifikation betrieben, wenngleich auch mit knappem Derating.
Die Spannung am Kondensator bricht durch den 30 Ohm Vorwiderstand während der Peaklast schon beträchtlich ein.


Bild 215 bei 280Vrms
215-waveform

Das ganze sieht bei 280Vrms schon deutlich schöner aus, aber so ist nun mal die Welt,
"genug Spannung war schon oft ein Vorteil".


Kondensatorstrom im 2.2µF/400V mit HP3400A RMS Voltmeter


RMS Strom Messung mit 3400A RMs Voltmeter
Bild 216
Strom Messung mit HP3400A RMS Voltmeter

Die RMS Messung des USB Oszilloskop ist zu verifizieren, Software hat manchmal die Eigenschaft Nonsense anzuzeigen, wobei der Fehler aber auch oft vor dem Gerät sitzt. Verwenden wir hier ein zuverlässiges Gerät mit einer Bandbreite von 10MHz und der Fähigkeit hohe Crestfaktoren (Scheitelfaktoren) etwa vom Verhältnis 10:1 (Peak zu RMS) zu messen, das sollte genügen.

Die Stromzange steht auf 50mA/DIV gültig für 50mV/DIV mit 50 Ohm abgeschlossen. Das 3400A ist auf den Skalenendwert 0.1Vrms eingestellt, somit läßt sich der RMS Strom im Kondensator direkt auf der oberen Spiegelskala ablesen.
Abgelesener Messwert 3400A = 27mArms
Abgelesener Messwert Bild 214 = 26mArms
Das passt zusammen, fairerweise muss man dazu sagen, die Last der Schaltung ist derart niederfrequent etwa im 1 Hertz Bereich, so dass bereits das 3400A mit Schwankungen des Anzeigewerts reagiert, daher muss man zum Zeitpunkt der mittleren Schwankung des Zeigers ablesen, bzw. fotographieren, was gar nicht so leicht ist.

Verifikationen einer Messgröße basierend auf zweierlei physikalisch unterschiedlichen Messprinzipien das ist grundsätzlich eine empfehlenswerte Sache und gibt Sicherheit. Es passiert bei vielen Messenden oftmals im Glauben mit ihren jährlich brutalst teuer kalibrierten Messgeräten alles richtig zu messen, naja stimmt schon, jedoch was nützt es voll werkskalibriert mit der falschen Methode zu messen - man mißt dann "hochgenau falsch" ja super! - der Praktiker weiß mich zu verstehen.


Kondensator Zwei 2.2µF/400V RMS Strom


Pan.
ECA2GHG2R2
2.2µF 400V 30mA rms
(120Hz, 105°C)
0.24
-25°C
105°C 2000h 8mm 11.5mm 0.16$ 1k RS.
0.16$ 1k Avn.
0.19$ 1k New.
0.30€ 1k Far.

Bild 217
Stromzange im zweiten Eingangskondensator


Bild 218
218-waveform
Strom und Spannung im zweiten Eingangskondensator

Bei 80Vrms zeigt der Kondensator ständige Peakströme im Bereich 400mAp, einen RMS Strom von 98mArms, verglichen zur Spezifikation von max. 27mArms@105°C, 120Hz muss man hier von klarer Überlastung sprechen, wir haben zunächst erstmal ein Problem. Wer hätte das gedacht, sowas misst doch sonst auf gut deutsch gesagt "kaum eine Sau nach"?, viele tun es nicht.

Kondensatoren gehören mit Sicherheit zu den am wenigsten "auf Spezifikation" beachteten Bauteilen, diese Bauteile werden zu oft einfach nur in die Schaltung "gedankenlos reingeklascht".

Die nächsten Jahre sind dann manche Entwickler stets nur noch damit beschäftigt ihren Bockmist der Vergangenheit zu verheimlichen, runterzuspielen, vor anderen zu verstecken und bei Eskalation künstlich das Thema zu verkomplizieren, um stets gut da zu stehen anstatt zuzugeben "ich habe einen Fehler gemacht, weil ich das entweder nicht wußte oder zu faul war" (aber mit stolzer Brust mit dem Diplom, Doktor oder einem Titel herumlaufen) - ich kenn mich gut aus im Seelenleben der Menschen. Wie nett sind doch Menschen, die klar sagen "das wissen sie nicht genau", technisch zu lernen ist einfach, zuzugeben eine Frage des Charakters.

Wir probieren nun die Last zu entschärfen, in dem wir auf die 220µF am Ausgang einen weiteren 470µF/25V Low ESR dazu schalten (SMD), mal sehen was passiert.


Bild 219
zusätzlicher 470µF am Ausgang


Bild 220
220-waveform

Nichts ist passiert, rein gar nichts, der RMS Strom in den zweiten 2.2µF Kondensator beträgt noch immer 100mArms. Der 470µF verbleibt in der Schaltung, die Ausgangsspannung wurde etwas sauberer.

Probieren wir den Kondensator von 2.2µF auf 4.7µF zu erhöhen.

Nic.
UVR2G4R7MPD1TD
4.7µF 400V 70mA rms
(120Hz, 85°C)
0.25 -40°C 85°C 2000h 10mm 16mm 0.14$ 1k New.



Bild 221
2.2µF/400V ersetzt durch 4,7µF/400V


Bild 222
222-waveform
Strom und Spannung im zweiten Kondensator, hier 4.7µF/400V

wieder ist nichts passiert, der RMS Strom im 4.7µF/400V Kondensator beträgt noch immer 100mArms. Der spezifizierte RMS Strom in diesen 4.7µF Typen ist 70mArms@85°C, 120Hz, dieser Kondensator wird hier mit 100mArms außerhalb seiner Spezifikation betrieben.

Wir löten nun den 2.2µF/400V anstelle des 4.7µF wieder ein und versuchen etwas anderes. Parallelschalten des 2.2µF mit einem 220nF/500V Keramikkondensator.


Bild 223
unter dem 2.2µF/400V ist der 220nF/500V Keramikkondensator


Bild 224
224-waveform

Durch den kleinen Keramikkondensator von nur 220nF hat sich der RMS Strom von 98mArms auf 78mArms reduziert. Das ist zwar noch nicht der grüne Bereich für den 2.2µF Elektrolytkondensator aber doch immerhin eine Verbesserung von etwa 20%.
Man vergleiche Bild 218 mit Bild 224, die Peaks haben sich auch deutlich reduziert. Der Keramikkondensator ist hier eine Hilfe "Stress" aus dem Elektrolytkondensator heraus zu nehmen. Er reduziert RMS und Peakstrom im Elektrolytkondensator.

Der Keramikkondensator macht leider zwei Probleme:

1.)
0.85$ 1k New.
1.05$ 1k Dig.
1.15$ 1k Avn.

so viel Geld geben wir hier in der Schaltung nur ungern dafür aus.

2.) im Datenblatt findet sich folgender Satz:
X7R Keramiken wurden nicht entwickelt für Anwendungen zur Netzspannungsfilterung. Es muss eine isolierende Oberfläche vorhanden sein, um an der Oberfläche Funkenstrecken zu verhindern.

Damit lassen wir das mit dem Keramikkondensator bleiben.


Bild 225
225-waveform

Strom und Spannung mit einer 50µs Zeitbasis im 2.2µF Kondensator, sowie die AC-gekoppelte Spannung am 400V Kondensator.  Die Strom Transienten im Elektrolytkondensator sind hoch, sollten ihm aber nichts ausmachen. Auf hohe transiente Ströme hingegen reagieren z.B. manche Tantals gar nicht gut, da sich dort bei Überlastungströmen schnell lokale Kurzzeit-Hitzezonen bilden, die bei lokaler Überhitzung von einem inneren lokalen Brand bis hin zum kompletten Abbrand führen können. Das Problem falls ein lokaler Brand entsteht, es bildet sich als Reaktionsprodukt verwertbarer Sauerstoff, der ein Abrauchen begünstigt. Bei Tantals muss man ganz genau wissen was man tut, dann klappts prima.

Einbau von einem 4.7µF/400V an beiden Stellen im PI Filter, der Keramikkondensator ist wieder ausgelötet:


Bild 226
226-waveform

In zweiten 4.7µf/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom nun bei 92mArms, das ist immer noch zu viel für diesen Kondensator, 70mArms@85°C, 120Hz nach Datenblatt, da diese Power Supply auch hohe Umgebungstemperaturen sehen wird.



Bild 227
227-waveform

Im ersten 4.7µf/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom wieder bei 26mArms, das ist viel weniger als dieser Kondensator darf, 70mArms@85°C, 120Hz nach Datenblatt.

Am ersten Kondensator des PI-Filters ist eine hohe Kapazität weniger notwendig als am zweiten Kondensator. Zwei mal 4.7µF sind ungeschickt, wir probieren nun 2.2µF am ersten Kondensator und 6.8µF am zweiten Kondensator:

Rub.
400BXA6R8MEFC10X16
6.8µF 400V 220mA rms
(100kHz, 105°C)
0.20 -25°C 105°C 10000h 10mm 16mm 0.19€ 1k Rut.
0.41€ 0.1k RS.
0.53€ 1k Far.



Bild 228
228-waveform

In ersten 2.2µF/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom wieder bei 14mArms, das ist weniger als dieser Kondensator darf, 30mArms@105°, 120Hz nach Datenblatt.


Bild 229
229-waveform

In zweiten 6.8µF/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom bei 97mArms, das ist weniger als dieser Kondensator darf, 220mArms@105°C, 100kHz nach Datenblatt.

Man beachte nun die Aussage "100kHz", dieser Hersteller des 6,8µF/400V spezifiert seinen ESR bei 100kHz, der 2,2µF und 4,7µF sind bei 120Hz spezifiziert. Auffällig ist auch der Stromsprung von 70mArms (4,7µF) auf stolze 220mArms (6,8µF) und das mit nur dieser geringen Kapazitätserhöhung? wohl kaum.

Der Schlüssel zu dieser Ungereimtheit liegt darin, dass der ESR eines Elektrolytkondensators mit steigender Arbeitsfrequenz abnimmt. Ein abnehmender ESR bedeuted gleichzeitig geringere Stromwärmeverluste und damit auch eine höhere Stromfähigkeit.

Anstatt nur blanke ESR Werte bei Nennfrequenzen zu spezifizieren wäre der ESR vs. Frequenz interessanter, als auch die zulässigen RMS Ströme vs. Frequenz. Manchmal finden sich solche Diagramme bei den Herstellern. Als Abhilfe dazu bieten die Hersteller Normierungstabellen an, mit denen dann der zulässige RMS Strom bezogen auf die normierte Frequenz berechnet werden kann. Manchmal sind auch die Kurven zu finden, nennen sich dann z.B. "Frequency factor of permissible ripple current versus frequency." Ein typischer Faktor um z.B. von 100 Hertz auf 100kHz hoch zu rechnen ist etwa 1,3 bis 1,4.

Tun wir das für den 6,8µF rückwärts: 220mArms@100kHz/1,35=163mA@100Hz.
Tun wir das für den 4,7µF vorwärts: 70mArms@120Hz*1,35=95mA@100kHz

6,8µF mit 163mArms@100Hz
4,7µF mit 70mArms@120Hz

Nun sind diese beiden Teile schon nicht mehr so weit voneinander entfernt. Erstaunlich am 6,8µF ist seine lang spezifizierte Lebensdauer von 10.000h bei 105°C in Kombination mit dem niedrigen Preis von 0.19$ 1k bei New. Da wäre es schon interessant auch den ersten 2,2µF mit dem 6,8µF zu ersetzen, aber das würde den Kondensator Durchmesser von 8mm auf 10mm steigern, da Platz leider auch ein Problem ist, erstmal keine Lösung, den Einschaltstrom treibt es auch in die Höhe.

Über die exakten max. RMS Ripple Werte sollte man sich nicht zu sehr einen "Kopf" machen, da diese spezifizierten RMS Werte nicht die gleiche knallharte Bedeutung besitzen wie beispielsweise die Absolute Maximum Spannungs Ratings bei einem IC. Die Kondensatoren gehen bei kurzer Stromüberlast nicht kaputt, aber es ist nun mal von großer Bedeutung wenn durch falsche Schaltungsdimensionierung diese Kondensator-Teile zu oft oder gar dauerhaft zu viel Strom sehen, ein Frühausfall und eine verringerte Lebensdauer sind dadurch vorprogrammiert. Das fatale an falscher Schaltungsdimensionierung bei Kondensatoren ist: beim Testen der Seriengeräte fällt eine Falschdimensionierung kaum auf, es sind damit tickende Zeitbomben für Feldausfälle.

Ein gesundes Derating zur Spezifikation ist sinnvoll, wie schon mehrfach erwähnt, die Definition von "gesund" hängt von vielem ab.

Jedenfalls sind 2,2µF + 6,8µF zunächst mal eine sinnvolle Dimensionierung der Schaltung.

Hier noch ein kleiner praktischer Tipp:


Bild 230

Die langen Drahtschlaufen für die Stromzange zu den Elektrolytkondensatoren erhöhen die parasitäre Serieninduktivität des Kondensators, dass weiß ich selbst, das ist nun mal leider nicht anders schnell machbar, außer mit kleinen niederinduktiven Shunt Widerständen und nachgeschaltetem Differenzverstärker, aber darauf hatte ich jetzt die ganze Zeit keine besondere Lust für diesen Zeitaufwand, die Stromzange ist nun mal sehr verläßlich, schnell und komfortabel.

Die unbenutzten Drahtschleifen für die Kondensator Strommessung werden nicht entfernt, da man sie ständig immer wieder benötigt. Wenn man das Bild genau ansieht, erkennt man dass die Schleifen jetzt an ihren Enden zusammengelötet sind, damit sind sie sofort wieder verfügbar, haben elektrisch aber keine negative Auswirkung mehr auf die parasitäre Serieninduktivität.

Bei den Speicher- und Filterinduktivitäten kann man sich das Entfernen sowohl auch das Zusammenlöten der Enden sparen, da der Draht auch hier eine parasitäre Serieninduktivität bildet, diese ist aber bedeutungslos, da sie in Reihe zur Induktivität liegt. Erst zur EMV Messung sollten diese Drahtschlaufen wieder entfernt werden.


Alle bei 80Vrms:

Kondensator am Ausgang 220µV/25V Typ LXZ

UCC.
ELXZ250ELL221
MH12D
220µF 25V 555mA rms
(100kHz, 105°C)
0.14 0.12R (20°C)
0.24R (-10°C)
-55°C 105°C 3000h 8mm 12mm 0.13$ 1k New.
0.13$ 1k Dig.


Bild 231
231-waveform

RMS Ripple Strom ca. 159mArms => innerhalb der Spezifikation
AC Voltage Output Peak-Peak  = ca. 953mVpp


Kondensator am Ausgang 470µV/25V

Pan.
EEEFP1E471AP
470µF 25V 1190mA rms
(100kHz, 105°C)
0.14 0.06R (20°C)
100kHz
-55°C 105°C 2000h 10mm
SMD
10.2mm
SMD
0.51$ 1k New.
0.99€ 1k Far.


Bild 232
232-waveform
 
Die Messung mit dem 470µF/25V ist auch nur wenig nennenswert verschieden zum 220µF/25V. Die AC Voltage am Ausgang ist weitaus mehr stark abhängig von den Lastschwankungen als es diese Bilder erahnen lassen. Jedes getriggerte Bild sieht anders aus als das vorherige, jedoch ähnlich, dies hier alles darzustellen übersteigt den Aufwand.

Kondensator am Ausgang 1000µV/25V


Bild 233
233-waveform
Die Messung mit dem 1000µF/25V ist auch wenig nennenswert verschieden zu den anderen Kapazitäten. Nur die AC Voltage am Ausgang sinkt bei noch größeren Zeitbasen auf einen kleineren Ripple ab, bei z.B. 100µF waren es teilweise 1.6VACpp zu vergleichen mit 1000µF ca. 0.5VACpp jeweils bei einer 100ms/DIV Zeitbasis.
 
Auf der verdichteten 100ms/DIV ist von der Stromform her nicht mehr sonderlich viel zu erkennen, deswegen die Darstellung mit 1ms/DIV.

Erkenntnis ist, die Stromform im 1ms/DIV Bereich sieht bei allen Elektrolytkondensatoren relativ ähnlich aus, der RMS Ripple Strom den diese Kondensatoren tragen müssen ist bei allen ähnlich, diesen Punkt gilt es auch zu beachten, er ist mit entscheidend für die Lebensdauer. Verschieden mit den Kondensatoren ist der Peak-Peak Ripple, der mit steigender Kapazität absinkt.


Bild 234
Die Ausgangskondensatoren als Übersicht
100µF/20V Trockener Elektrolyt
220µF/25V Low ESR neuere Serie
1000µF/25V Standard ältere Serie


Schaltdiode

Getested werden nun verschiedene Dioden, von Fast Recovery Typen mit 35ns bis zu Standard Dioden.

Alle bei 80Vrms.

Diode SF18G, 600V/1A Ultra Fast, trr=35ns


Bild 235
235-waveform

Hier der Strom in einer SF18G Fast Recovery 800V Diode mit einer Reverse Recovery Time von 35ns. Der positive Strom ist der Strom in Durchlassrichtung der Diode, die Diode leitet dann den Strom der gespeicherten magnetischen Energie aus der Speicherinduktivität in die Last und in den Ausgangskondensator hinein.

Im lückenden Betrieb (Discontinuous Conduction Mode) ist kein Spike zu erkennen. Im nicht lückenden Betrieb (Continuous Conduction Mode) sind heftig schnelle Strompeaks durch die Diode zu erkennen. Wird die Diode im noch stromführenden Durchlassetrieb in den Sperrbetrieb geschaltet, so kann dies nicht unendlich schnell geschehen, da zuerst noch Sperrschicht Minoritätsladungsträger ausgeräumt werden, sowohl auch die Ladung der Sperrschichtkapazität sich abbauen muss. Die Zeitdauer, die hierfür benötigt wird nennt sich trr "Reverse Recovery Time". Während dieser Zeit bleibt die Diode trotz Sperrpolung leitend und verursacht schnelle steile Strompeaks, die nicht nur den MOSFET belasten, sondern auch durch die energiereiche Peakform HF Störungen verursachen, bis weit in hohe Frequenzbereiche hinein, die EMV Messung läßt grüßen.

Die Auswirkung der parasitären Induktivität der Drahtschlaufe für die Stromzange ist hier unbekannt, der Vergleich fehlt.

Schauen wir uns den Spike mit einer schnelleren Zeitbasis 100ns/DIV an:


Bild 236
236-waveform

Die Stromzange hat eine Bandbreite von 50 MHz und das USB Oszilloskop 20 MHz, das ist grenzwertig für diese Messung und sollte überprüft werden. Das USB Scope ermittelt eine Peakdauer von 70ns und einen Strompeak von -350mAp.


Bild 237
Stromzangenmessung am LeCroy 9304A, 200 MHz Bandbreite

Peakdauer 70ns
Strompeak -360mAp
vergleichbares Ergebnis wie beim USB Scope.

9304A    
Bild 238, 239
Oszilloskop LeCroy 9304A, Strommessung in der Schaltdiode

Diode S1J13, 600V/1A Standard GPP, trr=2000ns


Bild 240
Diese 1A/600V Diode S1J ist nicht für diese Anwendung geeignet. Reverse Recovery Time Peaks von ca. 1.5 Ampere, das belastet den MOSFET und hat den Controller sogar gelegentlich in die Strombegrenzung getrieben. Mit dieser Diode weiter zu messen ist sinnlos. GPP steht für Glaspassiviert, diese Standard Gleichrichter haben eine spezifizierte trr, verglichen zu "nicht" glaspassiviert, die GPP kann daher auch für f>50Hz Gleichrichter gut eingesetzt werden.


Bild 241
Die S1J hat eine längere trr von hier ca. 400-500ns, nicht geeignet für diese Anwendung. Der Unterschied zu Bild 237 ist enorm.

Diode MURS160T3G, 600V/1A Ultra Fast, trr=50ns


Bild 242
Diode MUR160, 600V/1A, trr klein, verwendbar


Diode AU1PJHM3, 600V/1A Avalanche, trr=75ns


Bild 243
Diode AU1PH.. Avalanche, Strompeak durch trr etwas größer.


Diode STTH1R06A, 600V/1A, Ultra Fast, trr=25ns


Bild 244
Die STTH1R verspricht schon gutes auf den ersten Blick


Bild 245
Diode STTH1R06A, bisher kleinste trr zusammen mit dieser Schaltung

Diode US1J-TP, 600V/1A, Fast, trr=100ns


Bild 246
Diode US1J-TP zeigt sich ähnlich wie andere Fast Dioden

Diode BYV26C-TR, 600V/1A, Ultra Fast, trr=30ns


Bild 247
Diode BYV26C-TR, wie die anderen auch


Diode S1PJ-M3, 600V/1A, Standard, trr=1800ns


Bild 248
Diode S1PJ-M3, Controller läuft erst gar nicht an - ungeeignet für diese Anwendung

Diode SM516, 1600V/1A, Standard, trr=?


Bild 249
Diode SM516, Controller läuft gelegentlich noch ganz kurz an, ungeeignet für diese Anwendung.


Schaltdiode STTH1R06A - trr von mehreren Exemplaren



Bild 250
Bild zeigt fünf übereinander gelegte STTH1R06A, die Diode aus Bild 245 und vier weitere. Alle fünf getesteten Dioden haben eine vergleichbare Reverse Recovery Time. Solche mehrfachen Tests geben Sicherheit im Wissen über die Streuung dieses für diese Anwendung wichtigen Parameters. Dieser Diodentyp wird in den weiteren Versuchen verwendet.

Schaltdioden Vergleichs Tabelle

Bezeichnung Typbezeichn.
600V/1A
(GP=
Glass Passivated
Chip)
max.
Reverse Recovery
Time
IF=0.5A, IR=1A
IRR=0.25A
25°C
max.
Forward Recovery
Time
IF=1A
dIF/dt=100A/µs
25°C
max.
Forward
Voltage
1A, 25°C
max.
Reverse
Current
25°C, hot
Junction
Capacitance
4V, 1MHz
Preis
1k $
SF18G Super Fast
800V, 1A, GP
bedrahtet
35ns ? 4V 10µA (25°C) 50pF ?
S1J-13-F Rectifier
GP
2000ns ? 1.1V 5µA
100µA (125°C)
10pF Avn 0.11
New 0.2
Dig 0.3
MURS160T3G Ultra Fast
Power
Rectifier GP?
50ns
50ns 1.25V 5µA
150µA (150°C)
8pF Avn 0.07
New 0.1
Dig 0.24
AU1PJHM3 Ultra Fast
Avalanche
GP
75ns ? 1.5V 1µA
100µA (125°C)
11pF Avn 0.16
New 0.35
STTH1R06A Turbo 2
Ultra Fast
GP?
25ns
100ns 1.7V 1µA
75µA (125°C)
12pF Avn 0.11
New 0.2
Dig 0.3
US1J-TP Ultra Fast
Recovery
GP
100ns ? 1.7V 10µA
100µA (100°C)
17pF Arr 0.05
New 0.07
Dig 0.1
BYV26C-TR Ultra Fast
Avalanche
Sinterglass GP
bedrahtet
30ns
? 2.5V 5µA
100µA (150°C)
15pF Avn 0.21
New 0.22
Dig 0.26
S1PJ-M3 High Current
Density GP
1800ns
? 1.1V 1µA
50µA (125°C)
6pF Avn 0.05
New 0.07
Dig 0.1
SM516 Rectifier
Standard
1600V, 1A
? ? 1.1V 5µA
50µA (125°C)
? ?


Gleichrichter Diode für den IC

Alle Messungen bei 80VACrms

Bild 251
Sehen wir uns die Strom- Spannungsverhältnisse an der Gleichrichterdiode und dem Glättungskondensator an, von welcher das Schaltregler IC versorgt wird.


Bild 252
252-waveform
Im Kondensator fließen hohe Strompeaks, das sieht für einen Elektrolytkondensator weniger schön aus. Die geglättete Versorgungsspannung für den IC ist entsprechend mit Spikes versehen. Der Kondensator ist ein Standard 10µF/25V Typ.

Die nächste Betrachtung sind die Strom- und Spannungsverhältnisse in dieser Gleichrichter Diode, es ist eine 1600V/1A Standard Gleichrichterdiode, bin mal gespannt:

Diode 1600V/1A


Bild 253
253-waveform
Das sieht unschön aus, im Diodenstrom (blau) läßt sich auf hohe negative Peaks triggern, das riecht schon förmlich nach einer zu langen Reverse Recovery Time. Messen wir nochmal mit einer schnelleren Zeitbasis:



Bild 254
254-waveform
Im wenn die Diode aus einem noch leitenden Zustand in den sperrenden Zustand geschaltet werden sollte (Diodenspannung steigt auf ca. 90V an), verweigert sie diesen Sollzustand und leitet Peakströme von ca. -300mAp, Ursache ist die Reverse Recovery Time. Sohlche schnellen Peaks sind häßlich für EMV Tests und sie belasten auch unnötig die Bauteile.

Schön zu sehen bei manchen Schaltzuständen wird ein parasitärer LC Schwingkreis angeregt, der auf 555kHz schwingt, mir ist jetzt aus dem Stehgreif unklar wie sein Ersatzschaltbild aussieht, im Moment nicht so wichtig.

Gehen wir noch eine Zoomstufe feiner in den Reverse Recovery Peak hinein:


Bild 255
255-waveform
Auf der linken Bildhälfte der Ausschaltvorgang der Diode in Sperrichtung, auf der rechten Bildhälfte der Einschaltvorgang.

Diese Diode ist für diesen Gleichrichtvorgang nicht geeignet.

Der IC Controller Hersteller schreibt in seinem Datenblatt, es kann eine low cost Diode wie z.B 1N400x sein, jedoch sollte es eine Glas-passivierte Diode sein um eine spezifizierte Reverse Recovery Time aufzuweisen. Zusätzlich sollte der Spannungsabfall an der Schaltdiode als auch an dieser IC-Gleichrichter Diode in erster Ordnung gleich sein. Die hier bis jetzt verbaute 1600V Diode ist nicht Glas-passiviert und hat keine spezifizierte trr.

Nehmen wir nun den Hersteller beim Wort und bauen eine solche mal ein, z.B. die S1PJ-M3, Standard Diode mit trr=1800ns und 0.05$ :

Diode S1PJ-M3

 
Bild 256
256-waveform
Etwas besser geworden mit der S1PJ-M3 (trr=1800ns, GPP) im Vergleich zur vorherigen 1600V Standard Diode (trr=?), aber so richtig der weltbewegende Bringer ist das noch nicht.

Machen wir jetzt gleich Nägel mit Köpfen und verbauen auch hier eine STTH1R06A (trr=25ns, tfr=100ns), die als Schaltdiode bisher gute Ergebnisse geliefert hat:

Diode STTH1R06A

 
Bild 257
257-waveform
Klasse - der trr Ausschaltpeak der Diode STTH1R06A (trr=25ns, tfr=100ns, 0.11$) ist fast weg, der Ausschaltvorgang sieht super aus, allerdings verursacht diese Diode einen etwas höheren Einschaltpeak verglichen zur Standard Diode, der hohe Einschaltpeak ist hier aber ein normales Zeichen, denn dieser Strom lädt den Glättungskondensator auf, diese Dioode erlaubt das rasch.

Warum der IC-Hersteller keine Ultra Fast empfiehlt weiß ich nicht, ich bin da jedenfalls anderer Ansicht, die wenigen Cent Aufpreis, diese Empfehlung möchte er wahrscheinlich manchen "Oberspar-Anwendern" im obersten Stückzahlbereich ersparen. Das alles ermuntert doch zu noch weiteren Versuchen mit anderen Dioden.

Verwenden wir mal eine Diode, bei der trr Ausschalten und tfr Einschalten gleichermaßen gut spezifiziert ist, die MURS160T3G (trr=50ns, tfr=50ns, 0.07$):
 

Diode MURS160T3G


Bild 258
258-waveform
Klasse - auch hier ist der trr Ausschaltpeak kaum nennenswert ausgeprägt, der Ladepeak des Kondensators zeigt einen kleinen negativen Überschwinger, das ist nicht dramatisch, aber unschön, schließlich ist jeder negative unnötige Stromfluß beim Ladevorgang auch wieder ein kleines Stückchen Welligkeit am Kondensator.
Die kleine negative Welle ist nicht bei jedem Einschaltvorgang da, nur gelegentlich - mich interessiert jetzt ob es bei der STTHR106A auch gelingt so eine kleine negative Welle festzuhalten, nochmal umlöten:

Nein - bei der STTHR106A Diode konnte keine negative Welle festgehalten werden, diese Diode wird nun hier auch als IC-Gleichrichter eingesetzt, obwohl sie ca. 4 Cent teuerer ist, da:
  • zum einen die beiden Vorwärtsspannungen der Schaltdiode und der IC-Gleichrichterdiode ähnlicher sein dürften um der Empfehlung aus dem Datenblatt zu folgen, besserer Gleichlauf der Aussgangsspannung auch über T.
  • Der Einschaltpeak (Kondensator-Ladepeak) schöner und immer ähnlich ausgeprägt ist.
  • Aus logistischen Gründen der Mengenverdichtung es einfacher ist nur eine Bauteilsorte zu disponieren, zu lagern, zu bestücken und durch die doppelte Stückzahl auch eventuell zu besseren Konditionen eingekauft werden kann.
Schauen wir uns nun nochmal das Bild 252 an, mit  Strom und Spannung im IC-Bypasskondensator (mit 1600V Diode)  und wiederholen die Messung mit der STTHR106A Diode:

Strom und Spannung am IC Glättungskondensator


Bild 259 (mit STTHR106A Ultra Fast Diode)
259-waveform


nochmals Bild 252 (mit 1600V/1A Standard Diode)

Es klappt doch. Strom und Spannung sehen am IC-Glättungskondensator mit der Ultra Fast Diode gleich eine Stufe besser aus als vorher, (vergleiche Bild 252 mit Bild 259). Die hohen Peakströme in den Kondensator sind etwa halbiert, der Kondensator entlastet, die Welligkeit der Spannung ist kleiner geworden. Auf größere Ströme als die gefundenen konnte nicht getriggert werden.

Als nächster Schritt kann versucht werden, die IC-Versorgungsspannung noch zu verbessern, z.B. mit Serien R-L und/oder anderen Kondensatoren. 33 Ohm in Serie hat nicht viel gebracht, der 10µF Elko ist gegen die Peaks wirkungslos. Die Peakströme betragen stets ca. 160mAp, die Spannungsmessung an diesem Punkt ist schwierig, das die Messmasse mit 66kHz und einem 80VACp Hub floatet, die Osziloskope sind zwar am Netz galvanisch zusätzlich getrennt und das USB Scope läuft mit Batterie, der Mess Ground ist gegenüber der Umgebung trotz allem mehr ein Trampolin und kein Ground.

Anstelle des 10µV/25V Elektrolykondensator wurde nun ein 4.7µF/25V/X7R Kondensator eingelötet, das ist eine Kapazitätshalbierung, die jedoch keine nennenswerte Änderung am Ripple auch der Ausgangsspannung verursachte. Der 4.7µF Keramik deutlich kleiner, SMD bestückbar und preislich nur wenig teuerer als der Elektrolytkondensator. Bestromt wird er mit Peaks von ca. 160mAp, das sollte er aushalten, das Spannungsderating von angelegt 18V zu 25V Nennspannung ist ausreichend.


Bild 253
die beiden grünen Pfeile zeigen den 4.7µF/25V/X7R und die STTHR106A Diode.
Die Tastkopfmessung direkt mit niederinduktivem Federpin an der Spitze.


Bild 254
AC gekoppelte Spannung am 4.7µF Keramikkondensator,
in der Mitte eine Hochstromphase an der Ausgangslast.


Strom und Spannungsverhältnisse an den Induktivitäten

Nach dem die Kapazitätswerte und Dioden bestimmmt sind, die Verhältnisse an den Induktivitäten.

Alle Messungen bei 80 VACrms

Speicherinduktivität 1mH

 
Bild 255
Stromzange und Spannung an der Speicherinduktivität
WE-TI HV (400 Volt) 768772102, Isat=0.55A, Rdc=2.08 Ohm



Bild 256
256-waveform
Die Spannungs- und Stromverhältnisse an der Speicherinduktivität sehen hier aus wie aus einem Lehrbuch. Gut zu sehen der Übergang vom Discontinuous Conduction Mode (DCM) in den Continuous Conduction Mode (CCM) hinein, bedingt durch einen Lastsprung.
  • Beim Einschalten des MOSFET geschieht das Aufmagnetisieren (magnetische Energie in der Induktivität steigt an), die Spannung springt auf Vin.
  • Beim Ausschalten des MOSFET geschieht das Entmagnetisieren (magnetische Energie in der Induktivität wird an den Ausgang geliefert und entnommen), die Spannung springt dabei bei leitender Schaltdiode auf Vout.
  • Erreicht der Strom in der Induktivität Null Ampere im DCM-Mode wird ein schwach bedämpfter Schwingkreis aus Induktivität und den parasitären Kapazitäten der Parallelschaltung aus MOSFET und Schaltdiode angeregt. Die erklärenden Details für diesen Oszillationsvorgang finden sich hier im Detail erklärt.
Die Induktivität ist passend dimensioniert für diese Schaltung, bei einem spezifizierten maximalen Sättigungsstrom von 0,55A werden in der Schaltung hier 0,5A erreicht - über Temperatur gilt es das Sättigungsverhalten der Induktivität erneut zu betrachten. Die Induktivität ist ein 400 Volt Typ, mit entsprechend ausgelegter Lackdraht Isolation.

Filterinduktivität 1mH


Bild 257
Eine zweite Filterinduktivität wurde im PI-Filter angebracht,
Neutralleiter und Phase sind nun beide mit Filter versehen.


Bild 258
258-waveform
Strom und Spannung in der Filterinduktivität 1mH, WE-TI, Isat=0.27A, Rdc=4.3 Ohm, fres=1.8MHz, 7447462102.
Von dieser Induktivität existiert soweit ich weiß auch eine HV Variante, ist bei diesem Spannungsverlauf aber nicht nötig, außer beim Einschalten und dem Laden des Kondensators, t.b.d. Diese Spule ist auch innerhalb ihrer maximalen Stromwerte betrieben, die EMV Messung wird ihre Ergebnisse aufzeigen.

Strom und AC-gekoppelte Ausgangsspannung Schaltung yyy


Bild 259
259-waveform
Laststrom und AC-gekoppelte Spannung am Ausgang der bisher dimensionierten Schaltung. Die Schaltung yyy ist nun bereit für die ersten EMV Tests, um eine Einschätzung für das wichtige EMV-Verhalten zu bekommen.


Strom und AC-gekoppelte Ausgangsspannung Schaltung xxx

Die Schaltung xxx wurde mit allen Bauteilen (R, L, C und Diodentypen) identisch umgerüstet wie yyy, außer xxx verwendet 330µH. Die kleinere Induktivität ist deswegen notwendig, da xxx ständig im DCC-Mode arbeitet, um die Frequenz in einen ähnlichen Arbeitsbereich von 60-80kHz zu bekommen ist eine kleinere Induktivität nötig. Für diese Schaltung ist das zunächst erst eine Grobdimensionierung.


Bild 260
Die Schaltung xxx umgebaut auf die Werte der zuvor dimensionierten yyy.


Bild 261
261-waveform
Die Schaltung xxx liefert ein ähnliches Bild der Ausgangsspannung wie Schaltung yyy, der niederfrequente Ripple ist etwa doppelt so hoch, man beachte die geänderte Vertikalskalierung der AC-Spannung. Das entspricht den bisherigen Beobachtungen mit diesen beiden Schaltungen.
Der höherfrequente Ripple ist etwas niedriger. Die EMV Messungen werden zeigen welches der beiden Exemplare günstiger abschneidet. Schaltung xxx muss noch näher auf die Dimensionierung untersucht werden.


Dimensionierung - Schaltung xxx

Ströme in den Kondensatoren - Schaltung xxx


Bild 262


Bild 263
263-waveform
Der Ripplestrom im 2.2µF/400V Kondensator beträgt ca. 14mArms, innerhalb der max. 22mArms Spezifikation.


Bild 264
264-waveform
Der Ripplestrom im 6.8µF/400V Kondensator beträgt ca. 120mArms, innerhalb der max. 220mArms Spezifikation.


Bild 265
265-waveform
Der Ripplestrom im 470µF/25V Kondensator beträgt ca. 220mArms, innerhalb der max. 1190mArms Spezifikation.

Ströme in den Induktivitäten - Schaltung xxx


Bild 266
266-waveform
Der Ripplestrom in der 1mH Filterinduktivität beträgt ca. 38mArms und der Peakstrom ca. 200mAp-250mAp, liegt damit innerhalb des spezifizierte Sättigungsstrom von 270mAp.




Bild 267
267-waveform
In der 330µH Speicherinduktivität WE-TI HV, 768772331, konnte auf ein Peak von 852mAp getriggert werden, befindet sich innerhalb des spezifizierten Sättigungsstrom von 950mA.



Bild 268
268-waveform
Schaltung xxx arbeitet stets im Discontinuous Conduction Mode, bei allen Lasten.

Stückliste Kosten

Ein erster Kostenvergleich der Elektronikbauteile, für je 1000 Stück. Preise basierend auf der Bauteile Internet Suchmaschine Octopart, gewählt der jeweils angegebene günstigste Lieferant. Ob das was die Suchmaschine ausspuckt "Mondpreise" sind kann und möchte ich nicht beurteilen. Die jeweils voneinander abweichenden Positionen sind in grüner Schrift.

Schaltung xxx
Schaltung yyy
StückBezeichnungPreis/St.$StückBezeichnungPreis/St. $
1Controller xxxsmd0.941Controller yyysmd0.77
1Widerstand fusibleDraht0.111Widerstand fusibleDraht0.11
7Widerstand 0603 diversesmd0.013Widerstand 0603 diversesmd0.01
1Widerstand 0805 Current Sensesmd0.01----
1Kondensator 2.2µV/400VDraht0.161Kondensator 2.2µV/400VDraht0.16
1Kondensator 6.8µV/400V, Draht0.191Kondensator 6.8µV/400VDraht0.19
1Kondensator 470µF/25V low ESRsmd0.511Kondensator 470µF/25V low ESRsmd0.51
1Kondensator 4.7µF/25V X7R 1206smd0.061Kondensator 4.7µF/25V X7R 1206smd0.06
2Kondensator 100nF/25V X7R 0603smd0.011Kondensator 100nF/25V X7R 0603smd0.01
2Kondensator 1nF/50V, X7R, 0603smd0.01----
1Kondensator 33pF/50V, NPO, 0603smd0.07----
4Diode Gleichrichter linesmd0.044Diode Gleichrichter linesmd0.04
2Diode Ultra Fastsmd0.112Diode Ultra Fastsmd0.11
1Diode Zener small signalsmd0.03----
1Diode Schottky small signalsmd0.04----
1NPN small signalsmd0.02----
2Induktivität Filter 1mHDraht0.632Induktivität Filter 1mHDraht0.63
1Induktivität Speicher HV 330µHDraht1.651Induktivität Speicher HV 1mHDraht0.90
Summe:5,54$ (330µH)
Summe:4,79$ (1mH)Summe:4,38$

Die Preise direkt bei den Herstellern werden sich je nach Kunde, Auftrag nochmals von denen dieser Suchmaschine unterscheiden. Schaltung xxx ist vom Layout, Platzbedarf und den Bauteilekosten geringfügig aufwendiger als yyy, (noch ohne Bewertung EMV Test).

Einsparpotentiale

Speicher Induktivitäten:
  • z.B. die 330µH und 1mH sind von ähnlichem Aufbau, der heftige Preisunterschied der 330µH verglichen zur 1mH ist für mich so nicht erklärbar, Klärung Warenwirtschaft.

Filter Induktivitäten:
  • tatsächlich zwei notwendig, vielleicht sogar noch weitere Maßnahmen erforderlich?, EMV Test.

Ausgangskondensator:
  • Preisvergleich, SMD zu bedrahtet, Verzicht auf low ESR?, detailierter austesten, bewerten, EMV Test.

Hinzu kommen Leiterplatte, elektromechanische Bauteile (Stecker usw.) und die Bestückungskosten. Schaltungstechnisch ist hier nichts mehr einsparbar ohne die Qualität und Lebensdauer zu gefährden. Das weitere Einsparpotential liegt nun bei der Warenwirtschaft und der Produktionsoptimierung.

EMV Test Vorbereitung


Bild 269
Beide Schaltungen xxx und yyy sind bereit für den ersten EMV Test.


EMV Test - durchgeführt

Getestet wurde mit einer Netznachbildung für leitungsgebundene Störungen und ein Abstrahlungstest in einer EMV Kammer mit einer Breitbandantenne. Angewandt wurde eine Norm gültig im Wohnbereich innnerhalb dieser kleinen Leistungsklasse. Gemessen wurde über einen Frequenzbereich von 9 kHz bis 1 GHz.

Der EMV Test war bei einer der beiden Schaltungen ein Erfolg, die maximalen Störungen lagen deutlich unter den geforderten Grenzwerten, die andere Schaltung würde stellenweise Nacharbeit benötigen um die Grenzwerte einzuhalten.

Mit Rücksicht auf diese Dienstleistung in einem EVM Labor werden die Messergebnisse nicht veröffentlicht. 


Ausblick und Zusammenfassung

Es folgen weitere Tests auf gerouteten Leiterplatten sowie noch der Aufbau einer weiterer Schaltungsvariante.

Zusätzlich ist bald der Zeitpunkt gekommen für intensive Temperatur Tests, ich nenne sie mal: "Erweiterte Lebensdauer Prüfungen" in extremen Temperaturbereichen um die Betriebsgrenzen der Schaltung zu ermitteln, das hat primär nicht nur den Gedanken die Ausfallgrenzen kennen zu lernen, sondern anhand der provozierten Ausfälle Design Schwächen aufzudecken, die sonst unbekannt geblieben wären.

Die Schaltung hat die Phase der Vorentwicklung beendet und geht nun in die Serienreifmachung über, dieser weitere Teil in der Produkt Entstehung wird aus Rücksicht auf die geplante Anwendung ein nicht mehr öffentlicher Teil außerhalb dieser Webseite sein.

Mein Dank gilt allen Lesern, die es geschafft haben bis zum Ende mitzulesen. Ein Lob auch an Ihre Geduld diese Entwicklung ganz ohne Schaltpläne mitzuverstehen; mit Rücksicht auf die Anwendung ist das leider nicht anders möglich gewesen, ich hoffe dass dies dem interessierten Leser trotzdem zu großen Teilen gelungen ist.

Der Bericht soll auch als Anregung dienen Datenblätter stets bis ins Detail zu lesen und die kritischen Messgrößen zumindest verifiziert zu haben. Für mich wäre es ein persönlicher Erfolg wenn Leser durch diesen Bericht neue Anregungen gefunden haben und auch diejenigen Leser, die diese Arten von Prototypen Aufbauten nicht praktizieren, vielleicht auch Vorteile darin erkennen.

Alles stets im Sinne einer Entwicklung, die nicht nur erfolgreich sein soll, sondern auch noch Freude bereit und Ideen für Neues fördert.


Technische Berichte
www.amplifier.cd.

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